TDS-OFDM系統(tǒng)的載波間干擾消除方法

　　摘 要：為了消除時域同步正交頻分復(fù)用(TDS-OFDM)系統(tǒng)中的載波間干擾(ICl)，通過假定信道在OFDM塊內(nèi)呈線性變化，建立了TDS-OFDM在時交信道下的系統(tǒng)傳輸模型。在此基礎(chǔ)上采用一種決策反饋的方法來消除ICI。該方法使用偽隨機(PN)序列時域相關(guān)進(jìn)行信道粗估計，并在一個OFDM塊內(nèi)進(jìn)行線性內(nèi)插得到整個OFDM塊內(nèi)的信道細(xì)估計。分析和仿真結(jié)果表明，該方法相對于TDS-OFDM系統(tǒng)的傳統(tǒng)方法有2 dB以上的誤碼率性能增益，并且復(fù)雜度與傳統(tǒng)方法相當(dāng)。

　　關(guān)鍵詞：信道估計；載波問干擾消除；時域同步正交頻分復(fù)用；偽隨機序列

　　正交頻分復(fù)用(OFDM)，作為多載波技術(shù)中的一種，是對抗多徑衰落信道的有效方法，它使用并行數(shù)據(jù)傳輸和子信道交疊，通過采用保護(hù)間隔來對抗信道頻率選擇性。OFDM已被廣泛應(yīng)用在廣播領(lǐng)域，如歐洲的地面數(shù)字電視傳輸標(biāo)準(zhǔn)(DVB-TCOFDM)和清華大學(xué)提出的地面數(shù)字電視傳輸方案(DMB-T TDS-OFDM)。

　　當(dāng)信道變化較慢時，可以近似認(rèn)為信道在一個OFDM塊內(nèi)保持不變，那么信道均衡可以通過簡單的一階頻域濾波實現(xiàn)；但是，信道時變產(chǎn)生的時間選擇性衰落將導(dǎo)致子載波間的正交性受到破壞，產(chǎn)生載波間干擾(ICI)。當(dāng)信道變化較快時，信道塊時不變的假設(shè)(即忽略ICI)必然會帶來系統(tǒng)性能的嚴(yán)重惡化。

　　為此，本文假定信道在一個OFDM塊內(nèi)呈線性變化，建立了時域同步正交頻分復(fù)用(TDS-OFDM)的系統(tǒng)傳輸模型，并采用一種決策反饋的方法來消除ICl。基于TDS-OFDM的PN序列作為幀頭的幀結(jié)構(gòu)特點，通過PN序列時域相關(guān)得到信道沖激響應(yīng)的粗估計，然后在OFDM塊內(nèi)做線性內(nèi)插得到信道沖激響應(yīng)的細(xì)估計。仿真結(jié)果表明，在快速時變信道下，該方法相對于傳統(tǒng)方法有明顯的性能改善，并且具有較低的復(fù)雜度。

　　1 TDS-OFDM系統(tǒng)傳輸模型

　　圖1給出了TDS-OFDM系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)示意圖。TDS-OFDM系統(tǒng)的信號幀由幀頭和幀體數(shù)據(jù)2部分組成。作為保護(hù)間隔的幀頭，由PN序列循環(huán)前綴、PN序列和PN序列循環(huán)后綴組成。PN序列循環(huán)前綴的長度可根據(jù)信道最大多徑時延來定制。

　　圖2給出了TDS-OFDM的基帶傳輸系統(tǒng)框圖。在發(fā)送端，每N(N=3 780)個數(shù)據(jù)組成一個幀體向量，通過快速傅里葉反變換(IFFT)得到時域幀體向量x，由PN序列循環(huán)前綴、PN序列和PN序列循環(huán)后綴組成的幀頭向量P被插入來作信道估計。然后通過并串轉(zhuǎn)換得到發(fā)送信號s。在接收端，采樣后的數(shù)據(jù)r被分為幀頭部分u和幀體部分v。幀頭部分被用來作信道估計，通過本地產(chǎn)生一個相同的PN序列與接收到的幀頭數(shù)據(jù)作時域相關(guān)得到信道粗估計，再經(jīng)過線性內(nèi)插得到信道細(xì)估計。使用該信道細(xì)估計來消除幀頭對幀體的干擾，這樣TDS-OFDM信號可以等價于零前綴OFDM(ZP-OFDM)信號，再通過交疊相加方法(OLA)，ZPOFDM信號等價于循環(huán)前綴OFDM(CP-OFDM)信號。由于信道估計的誤差，在進(jìn)行上述處理時會帶來額外的噪聲，但由于幀頭長度相對于幀體長度較小，并且在通常的信噪比和多普勒頻移范圍內(nèi)，信道估計的精度是足夠高的，因此這種額外的噪聲可以被忽略。將使用上述兩種操作后的幀體數(shù)據(jù)b通過FFT得到，然后采用一種決策反饋的方法來消除ICI，得到對發(fā)送數(shù)據(jù)的估計。

　　本文假定系統(tǒng)已經(jīng)精確同步。設(shè)信道的沖激響應(yīng)為h[m，l]=h(mTs,l)(Ts為采樣間隔，l=0，1，…，L-1，L代表多徑的個數(shù))?？紤]信道在OFDM塊內(nèi)的變化，那么，在接收端，經(jīng)過處理后的幀體部分可以表示為

　　本文假設(shè)信道在OFDM塊內(nèi)呈線性變化，即hBody[m,l]可以表示為

　　2 ICI消除方法

　　根據(jù)式(9)，對X的估計為

　　但是，由于上式的復(fù)雜度很高，為o(N3)次復(fù)數(shù)乘法運算，所以很難在實際中使用。為此，基于線性內(nèi)插的信道估計方法，本文在TDS-OFDM系統(tǒng)中采用了一種基于決策反饋的ICI消除方法。

　　2．1 決策反饋ICI消除方法

　　首先，忽略式(9)中的ICl分量，得到對發(fā)送數(shù)據(jù)的一個粗估計

　　再從Y中扣除所得的ICl分量估計，可以得到無ICI的數(shù)據(jù)估計如下式所示：

　　以上為TDS-OFDM系統(tǒng)的基于決策反饋的ICI消除方法，其實現(xiàn)框圖如圖3所示。由于FFT的復(fù)雜度為o(N)，那么總的實現(xiàn)復(fù)雜度為2o(N)+4N，即o(N)?？梢钥闯?，這種方法的復(fù)雜度比直接按式(10)進(jìn)行均衡的方法所需要的復(fù)雜度o(N3)要低很多，并且和傳統(tǒng)方法的復(fù)雜度在一個數(shù)量級上。

　　下面分析該方法的ICI消除性能。ICI消除前的平均信干比為

　　其中Qp,q代表矩陣Q的第p行第q列的元素。圖4給出了ICI消除前和ICI消除后的信干比隨多普勒變化的仿真曲線?？梢钥闯?，隨著Doppler頻移的增加，系統(tǒng)的信干比性能明顯下降。該ICI消除方法在使用估計的信道參數(shù)和理想的信道參數(shù)時，性能差異不大。在所給的多普勒頻移范圍內(nèi)，即使使用估計的信道參數(shù)，該方法相對于沒有采用ICI消除的方法，仍可以獲得20 dB左右的信干比改善。

　　2．2 信道估計方法

　　為了有效地進(jìn)行ICI消除，必須有準(zhǔn)確的信道估計作為基礎(chǔ)。本小節(jié)給出了TDS-OFDM系統(tǒng)在時變信道下的信道估計方法，即如何得到。在TDS-OFDM系統(tǒng)中，每個信號幀包含了一個已知的PN頭作為幀頭，它被用作時域?qū)ьl信號來進(jìn)行信道估計。由于幀頭長度相對于幀體長度小得多，可以近似認(rèn)為信道在一個幀頭的時間間隔內(nèi)保持不變，記為hHead[l]，那么，接收到的幀頭數(shù)據(jù)可以表示為

　　其中為發(fā)送的幀頭向量(包括PN循環(huán)前綴、PN序列和PN循環(huán)后綴)。將接收到的幀頭數(shù)據(jù)與本地產(chǎn)生的PN序列做時域相關(guān)可以得到幀頭處的信道沖激響應(yīng)估計，稱之為信道粗估計，由下式表示：

　　根據(jù)得到的信道粗估計，通過延時和線性運算可以很容易得到have[l]和hdel[l]的估計，表示為：

　　其中：代表當(dāng)前幀的信道粗估計；代表下一幀的信道粗估計。將式(20)和(21)帶入式(5)就可以得到OFDM塊內(nèi)信道沖激響應(yīng)hBidy[m,l]的估計。由于TDS-OFDM系統(tǒng)使用了時域?qū)ьl的幀結(jié)構(gòu)，才能利用PN頭時域相關(guān)得到的相鄰兩幀的信道估計，進(jìn)行線性內(nèi)插得到塊內(nèi)的信道細(xì)估計。該信道估計的方法非常簡單并且有效。

　　為了分析分析信道估計的性能，定義信道估計的平均歸一化均方誤差為

　　其中M代表仿真的OFDM塊個數(shù)。

　　圖5和圖6分別給出了信道估計的歸一化均方誤差隨信噪比和Doppler變化的仿真曲線。其中：PS代表本文中使用的信道估計和ICI消除方法；CS代表假定信道塊時不變的傳統(tǒng)方法,即假定jBody[m，l]=hHead[l]；AS代表假定信道塊時不變的改進(jìn)方法，即假定可以看出，當(dāng)信噪比很低時，PS相對于CS和AS的信道估計性能優(yōu)勢并不明顯，但隨著信噪比增加，PS相對于CS和AS有著明顯的性能優(yōu)勢，如在信噪比為20 dB時，PS相對于CS和AS分別有20 dB和13 dB的信道估計歸一化均方誤差性能增益。這3種方法的性能隨Doppler頻移的增加而惡化的趨勢相似，當(dāng)Doppler頻移在40 Hz和200 Hz時，信道估計歸一化均方誤差性能有大約15 dB的差異。

　　3 仿真結(jié)果

　　仿真信道如表1所示，TDS-OFDM系統(tǒng)參數(shù)為：采樣速率7．56MSPS，幀體數(shù)據(jù)長度3 780，幀體持續(xù)時間500 μs，子載波間隔2．O kHz，幀體調(diào)制方式16QAM，幀頭長度420，PN序列長度255，PN序列循環(huán)