輸入功率和RMS電流測量低成本解決方案

今天，包括離線電源真實輸入功率和輸入RMS電流測量在內的能耗實時測量，正變得愈加重要。這些測量可用于調節(jié)供電和優(yōu)化能源利用。例如，安裝有許多服務器的一些數(shù)據(jù)中心對服務器層輔助功耗測量就很感興趣，因為這樣可以實現(xiàn)低成本數(shù)據(jù)服務，并對低功耗工作期間的處理能力進行智能的管理。輸入功率和電流的一般測量方法是使用一個專用功率計芯片和附加檢測電路。盡管功率計芯片能夠提供可接受的測量結果，但它大大增加了成本和設計工作量。本文為您介紹一種新穎、低成本且精確的輸入功率和RMS電流測量解決方案。它使用現(xiàn)有的數(shù)字功率因數(shù)校正（PFC）控制芯片和硬件，以及簡單的兩點校準和優(yōu)化數(shù)學計算。這樣便可提供優(yōu)異的測量精確度，并極大降低成本和減少工作量，同時不影響正常的PFC控制。

測量裝置

圖1顯示了由一個數(shù)字控制器進行電源隔離控制的傳統(tǒng)PFC裝置。輸入線路和中性點電壓通過一個衰減網(wǎng)絡檢測，之后由兩個單獨的模數(shù)轉換器 (ADC) 輸入采樣。電流信號經(jīng)由一個分流器檢測，然后被信號調節(jié)電路放大和濾波。之后，連接至一個ADC進行電流環(huán)路控制。由于輸入電壓和電流測量已經(jīng)具備，因此可用它們來測量輸入功率和RMS電流。一樣的傳統(tǒng)PFC裝置用于這些測量，無需傳統(tǒng)專用功率計芯片和附加檢測電路。

電流測量與校準

電流檢測信號調節(jié)電路（圖1）一般由一個運算放大器和一個低通濾波器組成，目的是放大小檢測信號和去除高頻噪聲。之后，通過一個ADC測量該信號，并以ADC計數(shù)報告。為了獲得真實的電流值，需把ADC計數(shù)轉換為以安培為單位的電流。ADC計數(shù)與安培的關系可由原理圖推導得出；但是，組件容差可能會使測量精確度變得不可接受。因此，需要進行一次校準。

電路如圖1所示，在任何時候，分流器的輸入電流（單位毫安培）均為：

其中，ki為電流檢測增益或者斜率，Ci為ADC轉換輸出（計數(shù)），而mi為電流檢測偏移量。

直流（DC）輸入恒定時，平均值等于瞬時值，因此方程式1仍然有效：

方程式2表明，DC電源可用于對電流測量電路進行校準。恒定DC電源用于PFC輸入，先使用25%負載然后再75%負載進行測量。為了方便比較，使用一個電表對兩種負載狀態(tài)的實際輸入電流進行基準測量。另外，讀取對兩種負載狀態(tài)的ADC轉換計數(shù)輸出，以確定數(shù)字控制器的精確度?？刂破魇褂孟铝袛?shù)學關系。25%負載狀態(tài)時：

75%負載狀態(tài)時：

使用方程式3和4計算電流斜率和偏移量：

計算得到的ki和mi為小數(shù)，小于1，而PFC應用的大多數(shù)數(shù)字控制器均使用定點數(shù)學計算。

為了降低計算的化整誤差和保持足夠高的精確度，把這些小數(shù)值乘以2N，然后四舍五入為最為接近的整數(shù)。例如，如果PFC電路的電流檢測增益和偏移量計算得到為ki= 1.59和mi= 229.04，則ki乘以28，然后四舍五入為407；mi乘以20。電流斜率和偏移量分別為：

其中，iin_slope=407，iin_slope_shift=8，iin_offset=229，而iin_offset_shift=0。

計算得到輸入功率和RMS電流以后，如果ki和mi為倍數(shù)，則不要直接使用它們，你可以先使用iin_slope和iin_offset來做乘法運算。然后，使用iin_slope_shift和iin_offset_shift來轉換結果。例如，不要使用y =ki×x + mi×z進行計算，而要使用下面的計算方法：

輸入電壓測量與校準

電壓檢測電路十分簡單，它可以只是一個分壓器，如圖2所示。一般，會有一些箝制二極管來保護ADC引腳。由于二極管的反向漏電流影響ADC的測量精確度，因此應選擇使用低反向漏電流的二極管。

任何時候，輸入電壓均為：

其中，kv為電壓檢測增益，Cv為ADC轉換輸出（計數(shù)），而mv則為電壓檢測偏移量。

Kv和mv的校準方法類似，都是對電流檢測增益和偏移量進行校準。但是，一種更加簡單的方法是只需根據(jù)原理圖進行計算。由于沒有了校準，因此分壓器使用的電阻會影響測量精確度。我們推薦把低容差電阻器用作分壓器，例如：0.1%容差。

一個12位ADC和2.5V基準電壓的數(shù)字控制器，輸入電壓被分壓器衰減至2.5V以下。這樣，經(jīng)過衰減的信號被ADC轉換為數(shù)字信號。因此：

重寫方程式8之后，輸入電壓為：

因此：

以及：

與輸入電流測量類似，需要對電壓檢測增益和偏移量進行一些操作，以使其適應定點微處理器，并降低計算誤差。

VIN和IIN相互關系

真實輸入功率定義為：

使用離散格式后，其定義為：

其中，N為總采樣數(shù)。方程式13表明，需同時對VIN和IIN采樣。但是，VIN和IIN卻是由兩個不同的ADC通道在不同時間采樣。即使是很小的時間差，也會引起測量誤差。在一些數(shù)字控制器中，例如：TI UCD3138等，具有一種被稱作“雙采樣保持”的機制，其允許兩種通道同時采樣，從而消除了這種誤差。

由于電流檢測電路中使用了低通濾波器，受測電流信號出現(xiàn)延遲，并且實際電流存在相移。圖3顯示了這種情況，圖中，通道2為實際電流信號，通道1為經(jīng)過放大的相同信號，其隨后經(jīng)低通濾波器輸出。該放大信號有約220 μs的相位延遲。需要對這種延遲進行補償，否則它會影響輸入功率測量的精確度。一種簡單的補償方法是，讓VIN-sense信號延遲約220μs，然后使用該經(jīng)過延遲的VIN信號來進行輸入功率計算。所以，如果每隔20μs測量一次VIN，則需要對其延遲220/20 =11次。

真實輸入功率計算

組合方程式1、7和13，得到：

VIN和IIN由ADC在標準中斷環(huán)路中測量，其具有一定的限制時間，并且主要用于PFC環(huán)路控制。因此，為了節(jié)省CPU計算時間和防止標準中斷環(huán)路溢出，僅在該環(huán)路中計算Cv(n)Ci(n)。另外，方程式14的

各項，使用無限脈沖響應（IIR）濾波器來實現(xiàn)。在背景環(huán)路中完成真實輸入功率的最終計算。

輸入RMS電流計算

圖1所示數(shù)字控制器所進行的電流測量并不代表總輸入電流，因為電磁干擾（EMI）濾波器中電容的作用未包括在內。在高線壓和輕負載條件下，這種濾波器電流不再可以忽略不計，必須將其包括進來，以實現(xiàn)精確的輸入電流報告。

圖4顯示了一種簡化版的EMI濾波器，我們去除了電感器，并使用一個單電容器（C）來代替總電容。圖中，IEMI為EMI電容器的RMS電抗性電流，IMeasure為數(shù)字控制器測量的輸入RMS電流，而IIN則為總輸入RMS電流。

EMI濾波器產生的電抗性電流為：

為了計算EMI電容器的電抗性電流，首先需要知道輸入電壓頻率。AC線壓和中性點電壓由兩個ADC通道檢測，然后通過固件整流。通過對比兩個ADC結果，我們可以發(fā)現(xiàn)零交叉。由于使用固定率對輸入電壓進行采樣，因此可以通過計數(shù)兩個連續(xù)零交叉點之間的采樣數(shù)來計算AC頻率。一旦知道輸入電壓頻率，便可計算EMI電容器的電抗性電流：

如前所述，在標準中斷環(huán)路中測量電壓，因此為了節(jié)省CPU計算時間和防止該環(huán)路溢出，僅在其內計算

方程式16的

通過IIR濾波器實現(xiàn)。在背景環(huán)路中計算最終EMI電抗性電流。ADC測得電流為：

使用離散格式，它可以寫為：

組合方程式1和18得到：

所前所述，在標準中斷環(huán)路中測量電流，因此僅在該環(huán)路中計算

方程式19的

通過IIR濾波器實現(xiàn)。

最后，把EMI濾波器的電抗性電流（IEMI）加上IMeasure（RMS），得到總輸入電流。IEMI領先受測電流（IMeasure（RMS））90o，因此，在背景環(huán)路中計算最終輸入RMS電流。

測試結果

這種輸入功率和RMS電流測量方法在一個360W的PFC評估模塊上進行了測試。結果（表1）表明，這種方法擁有優(yōu)異的測量精確度。

結論

我們?yōu)槟榻B了一種低成本但卻精確的離線電源輸入功率和RMS電流測量方法。這種方法使用現(xiàn)有PFC控制器芯片和硬件，無需傳統(tǒng)的專用功率計芯片和額外的檢測電路，并且不影響正常的PFC控制。另外，它還具有如下一些特點：

●極低的成本

●簡單的兩點校準

●使用雙采樣保持，VIN和IIN同時采樣

●固件EMI電流補償

●固件電流檢測，相移補償

●優(yōu)化的數(shù)學計算，CPU使用開銷較少