基于DSP的全橋移相控制感應(yīng)加熱電源研究及應(yīng)用
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0 引言
本文引用地址：http://butianyuan.cn/article/257246.htm 隨著感應(yīng)加熱電源對自動化控制程度及可靠性要求的提高，感應(yīng)加熱電源正向智能化與數(shù)字化控制的方向發(fā)展。DSP具有高速的數(shù)字處理能力及豐富的外設(shè)功能，使得一些先進的控制策略能夠應(yīng)用實踐，研究基于DSP的數(shù)字控制感應(yīng)加熱電源，可使產(chǎn)品具有更加優(yōu)良的穩(wěn)定性及控制的實時性，并且具有簡單靈活的特點。本文以TMS320F2812為核心，設(shè)計了超音頻串聯(lián)諧振式感應(yīng)加熱電源的數(shù)字化控制系統(tǒng)，包括數(shù)字鎖相環(huán)(DPLL)、移相PWM發(fā)生與系統(tǒng)閉環(huán)控制等。
1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)
串聯(lián)諧振式感應(yīng)加熱電源主電路如圖1所示。采用不控整流加可控逆變電源結(jié)構(gòu)，負(fù)載為感應(yīng)線圈(等效為電感)與補償電容串聯(lián)。逆變部分采用帶鎖相環(huán)的移相PWM控制?；赥MS320F2812的系統(tǒng)控制框圖如圖2所示。其中直流側(cè)電壓檢測電路和電流檢測電路用于系統(tǒng)的閉環(huán)控制；輸出電流檢測電路是獲取負(fù)載電流頻率脈沖信號，用于頻率跟蹤的同步信號。
2 移相PWM調(diào)功原理
圖1中由VTl和VT2的臂作為基準(zhǔn)臂，VT3和VT4的臂作為移相臂，控制脈沖如圖3所示。由圖可見，其中VT1和VT2、VT3和VT4控制信號仍然保持互補相位關(guān)系，但VT3和VT4控制信號分別滯后VT1和VT2角度β，該角度在0～π范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)。改變移相臂的相位角β即可改變輸出電壓波形，從而改變電壓基波有效值，實現(xiàn)橋內(nèi)調(diào)壓的目的。
設(shè)輸入直流電壓為Ud，VT4控制信號滯后VT1控制信號β角。則電路輸出功率可用基波有功功率表示：
3 基于DSP控制系統(tǒng)的實現(xiàn)
1)數(shù)字鎖相環(huán)與移相PWM信號的發(fā)生
采用TMS320F2812的EV單元，結(jié)合數(shù)字鎖相環(huán)基本算式，可有效實現(xiàn)感應(yīng)加熱電源的頻率跟蹤。數(shù)字鎖相環(huán)基本算式如下：
式中，T0(n)為同步信號周期，T1(n)為二階濾波后的結(jié)果，T(n)為頻率相位修正后的結(jié)果。A為頻率修正系數(shù)，B為相位修正系數(shù)。
基于TMS320F28l2實現(xiàn)數(shù)字鎖相環(huán)(DPLL)的基本原理如圖4所示。算法過程如下：
(1)設(shè)置捕獲單元為上升沿捕獲，當(dāng)同步信號脈沖的上升沿到達到，計數(shù)器2從零開始計數(shù)，當(dāng)下一個脈沖上升沿到達時，捕獲計數(shù)器2的值，得到同步信號的周期值T0(n)。
(2)開放定時器1的下溢中斷，當(dāng)計數(shù)器l為零時即進入下溢中斷，立即讀取并記錄此刻計數(shù)器2的值，如圖4中點M，該值即為相位差θ(n)，將其存入到相應(yīng)寄存器中，等待程序調(diào)用。
(3)調(diào)用相關(guān)變量，基于鎖相環(huán)基本算式，計算得到新的周期值T(n)。
(4)判斷T(n)是否在頻率限定范圍之內(nèi)，限幅處理后，將T(n)作為計數(shù)器1下一周期的周期值，這樣在每個周期都進行調(diào)節(jié)便可實現(xiàn)鎖相的目的。
考慮到移相PWM信號的發(fā)生，這里需設(shè)置計數(shù)器l為連續(xù)增減計數(shù)模式，所以實際載入周期寄存器的值的需再除以2。
移相PWM信號的發(fā)生原理如圖5所示。設(shè)置定時／計數(shù)器1(GPl)為連續(xù)增減計數(shù)模式，設(shè)A和A′兩點對應(yīng)于比較單元l(CMPl)，B和B′對應(yīng)于比較單元2(CMP2)。比較單元1與比較單元2分別輸出兩路互補的脈沖信號。在GPl的下溢中斷和周期匹配中斷及時改變定時器比較寄存器的值，即可產(chǎn)生所需的移相PWM信號。
比較寄存器值的算法如下：
其中，TPR(n)為定時器l的周期值，date1和date2為兩個變量值。改變datel與date2的差值，即可得到移相角可控的PWM輸出。
設(shè)移相臂的滯后角度為β，則
由式(3)可知，當(dāng)datel=0，date2=TPR(n)時，移相角β最大，此時移相范圍為0～π，但在DSP的程序設(shè)計中datel(A點)是不能取零的，所以在這種算法下，移相角的范圍與datel的最小取值有關(guān)。
結(jié)合數(shù)字鎖相環(huán)與移相PWM的發(fā)生原理，可以設(shè)計出兩者相結(jié)合的算法，在DSP中的算法流程圖如圖6所示。
2)閉環(huán)控制
本文采用閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖7所示。檢測輸出電壓及電流變化，將反饋信號輸入到DSP的ADC采樣端口，進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，得到電壓與電流的反饋值，然后通過乘法器將兩者相乘，再與給定比較，功率調(diào)節(jié)器的輸出控制逆變器的移相角度，使輸出功率保持恒定。
因為感應(yīng)加熱電源系統(tǒng)負(fù)載的慣性比較大，即參數(shù)變化比較慢。因此，可以不考慮PID微分環(huán)節(jié)，采用PI調(diào)節(jié)，就可以滿足系統(tǒng)的控制要求。
3)相位補償與啟動問題
由于系統(tǒng)在實際運行中硬件滯后的影響或是程序執(zhí)行效率的影響，在沒有進行相位補償?shù)臅r候，控制信號必滯后于反饋信號某一角度。在實際應(yīng)用中常采用外部相位補償電路實現(xiàn)輸出與反饋的相位同步，同樣也可以在程序中進行補償。本文在鎖相環(huán)的算法程序中添加了相位補償環(huán)節(jié)。在相位差的計算中引入誤差角θerr，令
式中θ′(n)為重新計算后的相位差，將其作為DPLL算法中的相位差即可實現(xiàn)輸出脈沖的相位補償。根據(jù)實驗測試與計算得到準(zhǔn)確的θerr，最終可以使輸入脈沖與輸出信號保持零相位差關(guān)系，這對于系統(tǒng)的實際運行是非常必要的。
感應(yīng)加熱電源在啟動時，由于負(fù)載還沒有電流，無法進行頻率跟蹤，所以必須先依靠他激信號使電源正常啟動，當(dāng)反饋電流達到一定幅值后再轉(zhuǎn)化為自激狀態(tài)。本文在系統(tǒng)啟動時先通過DSP發(fā)生50kHz到20kHz的掃頻PWM信號，然后ADC采樣單元不斷檢測負(fù)載電流有效值反饋，設(shè)定閥值，當(dāng)反饋電流有效值高于閥值時，跳出掃頻程序進入到數(shù)字鎖相環(huán)程序，使系統(tǒng)工作在自激狀態(tài)，算法流程圖如圖8所示。
4 實驗結(jié)果及結(jié)論
基于TMS320F2812編寫控制系統(tǒng)程序，聯(lián)結(jié)感應(yīng)加熱電源樣機，進行實驗與調(diào)試，得到以下實驗結(jié)果。
圖9所示為感應(yīng)加熱電源在頻率跟蹤與移相式閉環(huán)控制作用下，輸出電壓與輸出電流的工作波形。此時負(fù)載電感L≈105μH，補償電容C=0．4μF。從圖中可以看出，輸出電壓與電流始終保持固定的相位關(guān)系，說明數(shù)字鎖相環(huán)正常工作。
實驗過程中，給定不變，改變負(fù)載串聯(lián)電阻的大小，如圖9中(a)、(b)、(c)所示，負(fù)載串聯(lián)電阻分別為尺=6Ω，R=5Ω，R=4Ω，可以看出，在閉環(huán)控制的作用下，負(fù)載串聯(lián)接入的電阻值變大后，輸出電壓的占空比即隨之相應(yīng)變小。圖9中(d)、(e)、(f)為逆變器直流側(cè)輸入電壓分別為Ud=27V、Ud=30V、Ud=34V時，輸出電壓與輸出電流波形，從圖中可以看出，在不同輸入電壓情況下，輸出電壓的占空比會發(fā)生相應(yīng)變化。
實驗表明，本文設(shè)計的算法是穩(wěn)定有效的，實驗結(jié)果符合理論分析?；赥MS320F2812構(gòu)成的感應(yīng)加熱電源移相式閉環(huán)控制系統(tǒng)，可以完成對串聯(lián)諧振式感應(yīng)加熱電源的頻率跟蹤與輸出功率的連續(xù)可調(diào)，且具有較好的閉環(huán)控制特性。
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