基于DSP 56F801的正弦波輸出DC/AC電源設計

目前，小功率DC／AC電源在UPS以及可再生能源領域(如光伏戶用電源)得到了廣泛的應用。該類電源的功能是將低壓直流轉換為市電交流。這類電源的一種主電路結構是由高頻DC/DC和DC／AC(逆變)兩個環(huán)節(jié)組成。輸出波形和轉換效率是衡量這類產品的重要指標，而保證這些指標的關鍵之一是其控制器的設計。

本文介紹一個基于高性價比16位數(shù)字信號控制器DSP 56F801和脈寬調制芯片UC3846的DC／AC電源設計，該設計實現(xiàn)了裝置中控制信號的發(fā)生和測量信號的檢測，采用了電壓有效值反饋加前置濾波PID調節(jié)器的數(shù)字控制和硬件與軟件相結合的抗干擾措施。實驗結果表明該設計的DC／AC電源的輸出波形、效率和可靠性等指標均有所提高。

1 主電路工作原理

圖1為該設計的主電路結構，其中24V蓄電池的直流電壓經過開關管S1和S2，高頻變壓器T、橋式整流器、L1和C1升壓為360V的直流高壓，再經S1～S6組成的逆變橋得到220V/50Hz的交流輸出。


1.1 DC／DC環(huán)節(jié)

采用變壓器的升壓DC／DC環(huán)節(jié)中的原邊逆變電路拓撲有半橋式、全橋式、椎挽式等。半橋式電路輸出電平只能為蓄電池電壓的一半，全橋式電路由于其導通同路中存在2個管壓降，因此在低直流電壓回路中采用這兩種電路拓撲將限制裝置的效率，而推挽結構可充分利用蓄電池電壓，同時在導通回路中只有一個管壓降，因此本設計采用了推挽式結構。

推挽變換器每周期內S1和S2在各自的半周期內導通一次。為了防止變壓器的偏磁，S1和S2輪流導通的時間要相等，變壓器原邊的中心抽頭繞組的繞制要注意對稱。

變壓器副邊將與原邊耦合產生的交流電壓升壓，然后經不控整流得到高壓直流
電壓。DC／DC環(huán)節(jié)中的直流電壓關系由式(1)描述。



式中：VDC1為蓄電池電壓；
VDC2為DC／DC環(huán)節(jié)的輸出電壓；
N2為副邊匝數(shù)；
N1為原邊匝數(shù)：
D為占空比。

1．2 DC／AC環(huán)節(jié)

DC／AC變換器的主電路為由4個MOS管構成的單相橋式逆變電路，將360V的直流電壓轉換成220V／50Hz的交流電壓。

SPWM調制又分為非倍頻和倍頻兩種方式，本文采用倍頻單極性SPWM調制的逆變器，這種方式可以在不改變開關管工作頻率的情況下，通過對門極脈沖控制，使得輸出波形中最低次諧波頻率是開關頻率的2倍，從而可以減小濾波器的容量和體積。單相單檄性倍頻調制驅動信號的產生可以有兩種方法，一種是用頻率與幅值均相同，但相位卻相反的兩個正弦波和頻率為fc的三角載波交截，另一種是用頻率與幅值均相同，但相位卻相反的兩個頻率為fc的三角載波與一個正弦波交截，其結果均產生兩組PWM驅動信號，分別控制單相逆變橋的兩臂，逆變輸出波形的等效載波頻率為2fc，本文采用的是前一方案。

2 電源的控制結構

DC／DC環(huán)節(jié)由電流控制型脈寬調制器芯片UC3846控制。該芯片支持一個雙環(huán)控制結構，可以實現(xiàn)輸出電壓調節(jié)、逐脈沖的電流限幅、對稱性校正和多電源模塊的并聯(lián)等功能。DC／DC環(huán)節(jié)由UC3846外部RC元件設置工作頻率為50kHz。本設計中測量DC／DC環(huán)節(jié)的輸出電壓VDC2以形成電壓外環(huán)，同時還將電流互感器套在變壓器T的輸入母線上測量流過主開關管的電流以形成電流內環(huán)，通過UC3846形成雙閉環(huán)結構調節(jié)tout，以維持VDC2的穩(wěn)定。UC3846通過其外接元件可方便地設定DC／DC環(huán)節(jié)高壓側輸出電壓和低壓側的電流限幅值。

MOTOROLA公司的56F801為一種16位數(shù)字信號控制器(DSC)芯片，它將數(shù)字信號處理器(DSP)和微控制器豐富而靈活的外設集成在一個芯片中，可并行操作的3個執(zhí)行單元在一個指令周期中執(zhí)行6個操作，為多種應用提供廉價的解決方案。它的一個突出特點是提供PWM和ADC模塊，支持多電機或多相控制。56F801的PWM模塊生成SPWM信號方便簡潔，無需占用定時器資源。本設計中該芯片產生DC／AC環(huán)節(jié)巾S3S6的PWM驅動信號，同時對整個裝置進行監(jiān)測，履行測量和控制的任務。


3 SPWM脈寬調制波的產生

倍頻SPWM的實現(xiàn)是通過56F801的PWM模塊來完成的。該模塊具有6個PWM引腳，可支持3對具有插入死區(qū)的互補PWM信號輸出。單相DC/AC環(huán)節(jié)的設計中利用了3對互補PWM信號中的兩對來驅動S3～S6。其設計要點可簡述知下。

設置控制寄存器PMCTL和配置寄存器PMCFG，設置預分頻因子為l和脈寬發(fā)生為中心對齊方式。

若設置三角載波信號頻率為9.6kHz，則在IPBus時鐘為40MHz且預分頻因子為l的情況下，PWM模塊中寄存器PWMCM存儲的模數(shù)(modulus)值為[PWMCM]=40M／9．6k／2=2084。

為防止一個橋臂上的兩個管子直通，通過設置脈沖死區(qū)寄存器PMDFADTM設置2μs的死區(qū)時間。

PWMCM的賦值決定了脈沖的周期，而PWMVAL中的值則代表了脈寬，它們共同控制15位計數(shù)器PWMCNT形成PWM波形。為了產生SPWM驅動信號，必須在每個周期產生中斷并在中斷服務中對PWMVAL中的值加以刷新。

通過對一個存儲于隨機存取存儲器中的脈寬表的檢索獲取本周期的脈寬并對PWMVAL賦值。對PWMVAL逐周期查表賦值的過程稱為周期參數(shù)重載。參數(shù)重載的頻率由PWM模塊的頻率和預分頻因子，以及載波的頻率來共同決定。圖3是輸出倍頻SPWM脈沖的流程圖。圖3中中性點的值為F=1042，即載波三角波周期的一半。正弦表指針為PWMPTR。



4 56F801的軟件設計

5617801軟件主要由主程序、PWM模塊的參數(shù)加載中斷、輸出電壓濾波和閉環(huán)調節(jié)的定時中斷和有關的保護中斷等。

主程序主要完成相關寄存器和變量的初始化，并形成各個基于中斷的功能模塊的運行環(huán)境。

PWM模塊的參數(shù)重載中斷完成PWM波的輸出。

由圖2可見56F801對蓄電池和DC／AC環(huán)節(jié)進行檢測并執(zhí)行相應的保護，其中包括PWM模塊的出錯保護引腳所引起的中斷。此中斷完成短路保護的功能。

本電源裝置還設置了由UC3846執(zhí)行的直流輸入側的欠過壓滯環(huán)保護，由56F801執(zhí)行的交流輸出側的過載和短路保護和過熱保護。當直流輸入側出現(xiàn)過欠壓的時候，通過連鎖信號關閉PWM波形發(fā)生器，同時封鎖DC／DC變換器。在過載的時候，先延時一段時間，再關閉PWM發(fā)生器和封鎖DC/DC，但如果在延時的這段時間內，負載恢復正常，則整個系統(tǒng)自動復位開始工作。

上述的脈寬表對于SPWM發(fā)生模塊來說是離線的，而對于電壓閉環(huán)控制模塊來說則是在線的。由電壓閉環(huán)控制模塊計算出控制量，控制量的變化改變正弦調制波與三角波的交點，進而導致對脈寬表的刷新。為此需要按照調制波與三角載波的對稱規(guī)則采樣法，汁算出一個正弦波周期的每個SPWM波的脈寬寬度，在內存中安排一個表格存儲各個脈沖的脈寬值。

本系統(tǒng)采用有效值的單閉環(huán)反饋控制方案，其控制結構如圖4所示。



在56F80l中運行的調節(jié)器采用前置濾波PID算法。由于采樣電路中的高頻干擾可能導致控制失誤，因此在PID的前端采用了一階滯后濾波器作為前置濾波。這種方法是先把所采集的誤差信號用一階滯后數(shù)字濾波器進行濾波后得到較為準確的誤差采樣值Ek，送到PID控制器求出控制量輸出△Uk。



一階滯后濾波器的傳遞函數(shù)為



式中：e(s)為實際的包含高頻干擾的誤差采樣值；
E(s)為濾波后的消除了高頻干擾的誤差。
用差分反演法離散化后的差分方程為



式中：ek為本次偏差采樣值；
Ek和Ek-1為本次和上次濾波值。
式(3)中



式中：T為濾波時間常數(shù)；
T為采樣周期
數(shù)字PID采用增量式算法為



而采用式(6)則可簡化計算機的運算：



依據(jù)△Uk便可得到Uk，進而得到新的脈寬表，并對有關的存儲區(qū)進行刷新。

5 實驗結果與結論

基于以上方案制造了一臺樣機并進行了相關試驗?？紤]到此類電源供電的負載一般為開關電源類容性負載，因此分別做了純阻性負載和開關電源類容性負載試驗。

試驗參數(shù)：蓄電池直流電壓24V；DC／DC變換器輸出的直流360V；DC/AC環(huán)節(jié)三角載波頻率9．6kHz，正弦調制波頻率為50Hz，凋制比M=O．9；直流側電容C1=l000μF；輸出濾波電感L2=2mH，濾波電容C2=5μF。

試驗波形結果可看出，DC／DC變換器輸出的直流電壓波動小。由于采用DSP56F801控制芯片，輸出波形即使在容性負載時，波形畸變也很小，波形質量高。經測試輸出波形的諧波畸變(THD)在空載時為O．9％，阻性負載時為1．8％，開關電源類負載時為2．6％。

樣機的體積很小。由于采取了軟硬件抗干擾的措施，使整個系統(tǒng)的可靠性得到增強。