電源變換器中電流模式和電壓模式間的相互轉(zhuǎn)化

本文先簡單的介紹了電流模式和電壓模式的工作原理和這兩種工作模式它們各自的優(yōu)缺點；然后探討了理想的電壓模式利用輸出電容ESR取樣加入平均電流模式和通過輸入電壓前饋加入電流模式的工作過程。也討論了電流模式在輸出輕載或無負載時，在使用大的電感或在占比大于0.5加入斜坡補償后，系統(tǒng)會從電流模式進入電壓模式工作過程。

目前，電壓模式和電流模式是開關(guān)電源系統(tǒng)中常用的兩種控制類型。通常在討論這兩種工作模式的時候，所指的是理想的電壓模式和電流模式。電流模式具有動態(tài)響應快、穩(wěn)定性好和反饋環(huán)容易設計的優(yōu)點，其原因在于電流取樣信號參與反饋，抵消了由電感產(chǎn)生的雙極點中的一個極點，從而形成單階的系統(tǒng)；但正因為有了電流取樣信號，系統(tǒng)容易受到電流噪聲的干擾而誤動作。電壓模式由于沒有電流取樣信號參與反饋，系統(tǒng)也就不容易受到電流噪聲的干擾。

然而，在實際的應用中，通?？此茷殡妷耗Ｊ降拈_關(guān)電源系統(tǒng)，即系統(tǒng)沒有使用電流取樣電阻檢測電流信號，但也會采用其它的方式引入一定程度的電流反饋，從而提高系統(tǒng)動態(tài)響，如：利用輸出電容ESR取樣加入平均電流模式，通過輸入電壓前饋加入電流模式。另一方面，看似為電流模式的開關(guān)電源系統(tǒng)，在輸出輕載或無負載時，系統(tǒng)會從電流模式進入電壓模式。在使用大的電感時，或在占比大于0.5加入斜坡補償后，系統(tǒng)會從電流模式向電壓模式過渡。本文將討論這些問題，從而幫助工程師在遇到系統(tǒng)不穩(wěn)定的時候從理論上分析，找到解決問題的辦法。

電壓模式的工作原理

電壓模式的控制系統(tǒng)如圖1所示。反饋環(huán)路只有一個電壓環(huán)，電壓外環(huán)包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環(huán)節(jié)。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端VFB，反饋環(huán)節(jié)連接到VFB和電壓誤差放大器的輸出端VC.輸出電壓微小的變化反映到VFB管腳，VFB管腳電壓與參考電壓的差值被電壓誤差放大器放大，然后輸出，輸出值為VC.

電壓誤差放大器輸出連接到PWM比較器的同相端，PWM比較器的反相端輸入信號為斜波發(fā)生器的輸出的連續(xù)鋸齒波，由時鐘同步信號產(chǎn)生。

每一個開關(guān)周期開始時，PWM比較器的反相端電壓為0，PWM比較器輸出為高電平，高端的主MOSFET導通，電感所加的電壓為正，電感激磁，電流線性上升；PWM比較器的反相端電壓所加的電壓為時鐘同步信號產(chǎn)生的鋸齒波，電壓從0開始上升。

當PWM比較器的反相端電壓增加到等于電壓誤差放大器輸出電壓VC時，PWM比較器輸出從高電平翻轉(zhuǎn)，輸出低電平，高端的主MOSFET關(guān)閉，低端的同步MOSFET或續(xù)流二極管導通，電感所加的電壓為負，電感去磁，電流線性下降。下一個開關(guān)周期開始的時鐘同步信號到來時，主MOSFET又導通，如此反復。

從電壓模式工作原理可以看到，系統(tǒng)沒有內(nèi)置的限流功能保護電路，同時對輸入和輸出的瞬變響應緩慢。為了提高系統(tǒng)的可靠性，需要外加限流保護電路，注意到限流保護電路只起限流的作用，并不參與系統(tǒng)的內(nèi)部的反饋調(diào)節(jié)。

圖1：電壓模式的控制系統(tǒng)圖

電壓模式為單反饋環(huán)控制系統(tǒng)，環(huán)路增益是輸出電容ESR的函數(shù)，因此反饋補償設計比較復雜，需要更多額外的器件仔細設計補償環(huán)路，來優(yōu)化負載瞬態(tài)響應。另外，需要電解電容或鉭電容穩(wěn)定控制回路以維持良好的高頻響應；在相同均方根工作電流的需求下，相同電容值的電解電容或鉭電容比陶瓷電容的體積更大，同時輸出電壓的波動也更大。同時，由于環(huán)路的增益是輸入電壓的函數(shù)，需要輸入電壓前饋。用于限流控制的電流檢測緩慢不準確。如果多個電源和多個并聯(lián)相位操作，需要外部電路進行均流控制。另一方面，由于電流信號不參與反饋，系統(tǒng)不會受到電流噪聲的干擾。

電壓模式的反饋設計通常取穿越頻率為1/5-1/10的開關(guān)頻率。環(huán)路補償采用III類補償網(wǎng)絡：3個極點和2個零點[1].2個零點安排在L-C諧振雙極點附近，以抵消雙極點產(chǎn)生的相位延遲；低頻積分電路用以提高的低頻直流增益；2個高頻極點以產(chǎn)年高頻噪聲衰減，保證在0dB穿越頻率以上環(huán)路增益保持下降。

電流模式的工作原理

電流模式的控制系統(tǒng)如圖2所示。在電流模式的結(jié)構(gòu)中，反饋有二個環(huán)路：一個電壓外環(huán)，另一個是電流的內(nèi)環(huán)。電壓外環(huán)包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環(huán)節(jié)。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端VFB，反饋環(huán)節(jié)連接到VFB和電壓誤差放大器的輸出端ITH.若電壓型放大器是跨導型放大器，則反饋環(huán)節(jié)連接到電壓誤差放大器的輸出端ITH和地。目前，在高頻DCDC的應用中，跨導型放大器應用更多。本文就以跨導型放大器進行討論。輸出電壓微小的變化反映到VFB管腳，VFB管腳電壓與參考電壓的差值被跨導型放大器放大，然后輸出，輸出值為VITH，跨導型放大器輸出連接到電流比較器的同相端，電流比較器的反相端輸入信號為電流檢測電阻的電壓信號VSENSE.由此可見，對于電流比較器，電壓外環(huán)的輸出信號作為電流內(nèi)環(huán)的給定信號。對于峰值電流模式，工作原理如下：在時鐘同步信號到來時，高端的主開關(guān)管開通，電感激磁，電流線性上升，電流檢測電阻的電壓信號也線性上升，由于此時電壓外環(huán)的輸出電壓信號高于電流檢測電阻的電壓，電流比較器輸出為高電壓；當電流檢測電阻的電壓信號繼續(xù)上升，直到等于電壓外環(huán)的輸出電壓信號時，電流比較器的輸出翻轉(zhuǎn)，從高電平翻轉(zhuǎn)為低電壓，邏輯控制電路工作，關(guān)斷高端的主開關(guān)管的驅(qū)動信號，高端的主開關(guān)管關(guān)斷，此時電感開始去磁，電流線性下降，到一個開關(guān)周期開始的時鐘同步信號到來，如此反復。

圖2：電流模式的控制系統(tǒng)圖

電流模式的Buck變換器需要精密的電流檢測電阻并且這會影響到系統(tǒng)的效率和成本，但電流模式有更多的優(yōu)點：①反饋內(nèi)在cycle-by- cycle峰值限流；②電感電流真正的軟起動特性；③精確的電流檢測環(huán)；④輸出電壓與輸入電壓無關(guān)，一階的系統(tǒng)容易設計反饋環(huán)，動態(tài)響應快、系統(tǒng)的穩(wěn)定余量大穩(wěn)定性好，增益帶寬大，即便是輸出只用陶瓷電容，也容易設計補償，補償管腳只用簡單RC網(wǎng)絡就能對輸出負載瞬態(tài)作出穩(wěn)定響應；⑤精確、快速的電流均流，易實現(xiàn)多相位/多變換器的并聯(lián)操作得到更大輸出電流；⑥允許大的輸入電壓紋波從而減小輸入濾波電容，提高了輸入的功率因素；輸出允許用陶瓷電容，因此這種模式更省空間、省成本、體積更小、價格更便宜。但是，峰值電流模式中占空比大于50%時，系統(tǒng)的開環(huán)不穩(wěn)定，產(chǎn)生次諧波振蕩；而且系統(tǒng)會受到電流噪聲的干擾而誤動作。

理想的電壓模式向電流電模式轉(zhuǎn)化

3.1 1理想電壓模式中輸出電容ESR取樣形成的平均電流模式理想的電壓模式

在一定的反饋網(wǎng)絡參數(shù)下，很難在整個電壓輸入范圍和輸出負載變化范圍內(nèi)都能穩(wěn)定的工作。輸出負載變化可以通過加大輸出電容同時使用ESR值大的電容來優(yōu)化其動特性，盡管這樣做導致系統(tǒng)的成本和體積增加，同時增大輸出的電壓紋波。通常，從直觀上理解，輸出電容ESR和輸出電容形成一個零點，對于電流模式，這個零點不是必需的，因為電流模式是單階的系統(tǒng)，而且這個零點導致高頻的增益增加，系統(tǒng)容易受到高頻噪聲的干擾。所以電流模式或者使用ESR極低的陶瓷電容，使ESR零點提升到更高的頻率，就不會對反饋系統(tǒng)產(chǎn)生作用，或者再加入一個極點以抵消零點在高頻段的作用，加入極點的方法就是在ITH管腳并一個對地的電容。

電壓模式是LC形成的二階系統(tǒng)，這個零點的引入可以一定的程度上抵消LC雙極點的一個極點，使其向單階系統(tǒng)轉(zhuǎn)化。ESR越大，作用越明顯。因此電壓模式輸出電壓通常使用ESR大的電容。

另一方面，注意到，輸出電壓為：

VCO為輸出電容的容抗上的電壓，？IL為電感的紋波電流，？IL=α？Iout，α為電流紋波系數(shù)，一般取0.2 ~ 0.4.

輸出電壓的小信號值為：