同步降壓轉(zhuǎn)換器電路設(shè)計(jì)基礎(chǔ)

　　降壓轉(zhuǎn)換器的功能在于降低輸入電壓，使之與負(fù)載匹配。降壓轉(zhuǎn)換器的基本拓樸由主開關(guān)和斷開期間所用的二極管開關(guān)構(gòu)成。當(dāng)一個(gè)MOSFET與續(xù)流二極管并聯(lián)時(shí)，它就被稱為同步降壓轉(zhuǎn)換器。這種降壓轉(zhuǎn)換器布局的效率比過去的降壓轉(zhuǎn)換器更高，這是因?yàn)榈瓦匨OSFET與肖特基二極管采用了并聯(lián)方式。圖1為同步降壓轉(zhuǎn)換器的示意圖，這是當(dāng)前臺式機(jī)和筆記本電腦中最常采用的布局結(jié)構(gòu)。

基本計(jì)算方法

　　晶體管開關(guān)Q1和Q2均為N溝道功率MOSFET。這兩個(gè)MOSFET通常稱為高邊或低邊開關(guān)，低邊MOSFET與肖特基二極管并聯(lián)。這兩個(gè)MOSFET和二極管構(gòu)成了轉(zhuǎn)換器的主要功率通道。這些組件的損耗也是總損耗的重要部分。根據(jù)紋波電流和紋波電壓可確定輸出LC濾波器的大小。依據(jù)每種情況下采用的特殊PWM，可選擇反饋電阻網(wǎng)絡(luò)R1和R2。某些器件具備邏輯設(shè)置功能，用于設(shè)定輸出電壓。要根據(jù)功率大小和期望頻率下運(yùn)行的工作性能來選擇 PWM。這意味著當(dāng)頻率提高時(shí)，需要有足夠的驅(qū)動(dòng)能力驅(qū)動(dòng)MOSFET的門，這構(gòu)成了標(biāo)準(zhǔn)同步降壓轉(zhuǎn)換器所需的最小組件數(shù)目。

　　設(shè)計(jì)人員應(yīng)首先檢查其要求，即V_輸入、V_輸出和I_輸出以及工作溫度要求。然后再將這些基本要求與已得到的功率流、頻率和物理尺寸要求結(jié)合起來。

下文是一個(gè)典型的設(shè)計(jì)范例：

1. V_輸入=12Vdc、V_輸出=1.6Vdc、I_輸出=5Adc；
2. 環(huán)境溫度為25°C；
3. 初始計(jì)算時(shí)的最小電源效率大于80%；
4. 標(biāo)準(zhǔn)工作開關(guān)頻率為200kHz到600kHz；
5. PWM I.C.的開關(guān)頻率為300kHz，作為一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)公共頻率。

　　根據(jù)上述條件可得出輸出功率為8瓦，而輸入功率必須為10瓦。功率損耗為2瓦，它轉(zhuǎn)化為熱。主要損耗是由晶體管和二極管產(chǎn)生的，所產(chǎn)生的熱量將使半導(dǎo)體的結(jié)溫升高。因而在設(shè)計(jì)過程中必須進(jìn)行結(jié)點(diǎn)和環(huán)境的熱計(jì)算。

A. 降壓器的占空比計(jì)算
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1. D=V_輸出/V_輸入；T=1/f_{開關(guān)}
2. D=1.6V/12V；D=.133；T=1/300kHz；T=3.33us；
3. T_導(dǎo)通=D*T=(0.133)*3.33us；
4. T_{關(guān)斷}=T- T_導(dǎo)通=3.33us-0.443us=2.86us；
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占空比的方程1到4與理論計(jì)算完全一致。它們并未考慮直流電阻和半導(dǎo)體的限制。

B. LC輸出濾波器要根據(jù)電流和電壓紋波計(jì)算

這些參數(shù)由負(fù)載要求得來，實(shí)際計(jì)算與組件的ESR和DCR相關(guān)。
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5. L=(V_輸出/(dI*F))*(1-V_輸出/ V_輸入 ；I_負(fù)載=5Adc；dI=%33* I_負(fù)載(紋波)；L=2.7uH；
6. C_輸出 >(L*(dI)²)/(2*(dV)* V_輸出))；V_輸出=1.6；dV=%.75*V_輸出(紋波)；C=180uF；
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C. 功率MOSFET門驅(qū)動(dòng)的計(jì)算

　　Cgs和Cds由MOSFET的性能參數(shù)得到。在MOSFET性能規(guī)范中，以表格和曲線的形式給出電容值。這些值為Ciss、Coss和 Crss，這些參數(shù)將由生產(chǎn)廠商列在數(shù)據(jù)表上。tr和tf可從PWM IC的規(guī)范說明書中得到。在詳細(xì)的PWM規(guī)范說明書中，還列出或畫出與電容負(fù)載相連的輸出驅(qū)動(dòng)的上升、下降和延遲時(shí)間。PWM規(guī)范說明還會(huì)給出電流輸出限制，上拉或下拉的直流電阻。

D. 結(jié)電容方程
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7. Ciss=Cgd+Cgs 8. Coss=Cgd+Cds
9. Crss=Cgd
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E. 門驅(qū)動(dòng)峰值電流要求的估計(jì)

　　由上面三個(gè)電容方程和關(guān)于MOSFET及PWM的參數(shù)表，設(shè)計(jì)人員就可以利用下面的方程來估計(jì)門驅(qū)動(dòng)峰值電流要求。此處的假設(shè)是設(shè)計(jì)人員在計(jì)算時(shí)設(shè)定的門驅(qū)動(dòng)電壓為4.5Vdc。門驅(qū)動(dòng)的公共tr 和td 值在50ns到100ns之間。要注意，當(dāng)tr和td 減少時(shí)，電流驅(qū)動(dòng)也降低。
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10. Igs=(Cgs*Vgs)/tr Igs=(769pF*4.5)/50ns=69.2mA；
11. Ids=(Cds*Vds)/tr Ids=(393pF*12)/50ns=94.3mA；
12. I_{總門驅(qū)動(dòng)}=Igs+Ids =163.5mA；
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　　還有其它一些計(jì)算方法。尤其是有些制造商會(huì)提供總的電量Q來計(jì)算電流要求。例如Q=23nC，對FDS6690 MOSFET而言，該值對應(yīng)于255pF，那么50ns時(shí)，電流值將為0.46Adc。

F. 功率MOSFET Q1和Q2的計(jì)算

Q1稱為高邊MOSFET，其主要損耗為由電壓和電流的升降而引起的轉(zhuǎn)換損耗。Q2稱為低邊開關(guān)，其損耗主要為傳導(dǎo)損耗。

G. 高邊Q1 MOSFET的計(jì)算

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13. P_高邊=Crss*V_輸入²*F*I_負(fù)載+( V_輸出/V_輸入)* I_負(fù)載*Rds(on)；
14. P_高邊=55.1mW+43.3mW=98.4mW
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H. 低邊Q2 MOSFET的計(jì)算

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15. P_低邊=(1- V_輸出/V_輸入)* P_高邊*Rds(on)
16. P_低邊=281.7mW
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I. 肖特基二極管的計(jì)算
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17. P_二極管=V_二極管*I_負(fù)載*(1- V_輸出/V_輸入)*%10；
18. P_二極管=173mW；
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J. 總損耗功率的計(jì)算

　　PWM集成電路功耗的計(jì)算：可根據(jù)制造商的規(guī)范說明書來進(jìn)行。其典型的功耗在50mW和100mW之間?？偣β视?jì)算要對進(jìn)行上述計(jì)算并求和，可以得到功耗值約為653.1mW。由于最初的目標(biāo)是2W， 因而在一級近似下有足夠的余量。

K. 溫度計(jì)算

　　在功率計(jì)算的基礎(chǔ)上，可以對有源器件進(jìn)行穩(wěn)態(tài)熱計(jì)算。根據(jù)規(guī)范說明書，該值為功率乘以Rjc或Rja。要對功率回路上的組件進(jìn)行熱分析。規(guī)范說明書上應(yīng)有關(guān)于電路板的詳細(xì)說明，其中包括測量得到的熱阻。例如，典型SO-8封裝的Rja值為78°C/W、125°C/W或135°C/W，隨電路板銅含量及面積的不同而變化。
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19. Q1熱計(jì)算： 0.0984W*135°C/W=13.284°C；上升超過25°C，則T_最終=25°C+13.284°C=38.284°C； 20. Q2熱計(jì)算： 0.2817W*135°C/W=38.03°C，上升超過25°C，T_最終 =25°C+38.03°C=63.03°C。
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L. 反饋回路的穩(wěn)定性

　　新的PWM控制芯片是為具有一組電壓參考點(diǎn)的簡單分壓器網(wǎng)絡(luò)而設(shè)計(jì)的。在降壓轉(zhuǎn)換器中，最常見的問題是輸出電容的ESR零頻率。由于f_{開關(guān)}被3除，該值應(yīng)較小。因而在這種條件下應(yīng)為100kHz。對于典型的ESR為.13的150uF電容，F(xiàn)_esr等于8kHz。其方程如下：

F_零=1/(2*3.14*R_esr*C_輸出)。

計(jì)算機(jī)仿真

　　基本方程將用來計(jì)算LC輸出和工作周期。可以利用脈沖電壓源構(gòu)建所需的一定頻率和脈沖寬度的補(bǔ)償電路來仿真這些驅(qū)動(dòng)器。根據(jù)參數(shù)表，可以挑選一個(gè)低Ciss的MOSFET作為Q1，一個(gè)低Rds的器件作為底部的MOSFET Q2。選定了這些器件后，就可以載入Spice模型來仿真該電路的電氣和熱效應(yīng)。該電路如圖2中所示。

　　電路文件使用的是制造商為用戶提供的模型，大部分公司都會(huì)提供各自分立產(chǎn)品的Spice模型。Vin=12Vdc，Vout=1.6Vdc，頻率=500kHz。

　　由近似條件下運(yùn)行所得的仿真結(jié)果，可以察看波形來確定組件的有源部分是否超過額定參數(shù)。功率也可以用工具計(jì)算以提高效率?？梢詫为?dú)的組件隔離開來，或?qū)⑵骷哪硞€(gè)特定終端隔離開來。也可通過仿真柵極輸入電流來察看峰值電流是否超過柵極驅(qū)動(dòng)能力。圖3給出了電流流入底部MOSFET柵極端的情形。可以察看峰值電流，調(diào)整柵極電阻或選用另一個(gè)輸入電容較低的MOSFET。圖3所示為電流流入底部MOSFET柵極端的波形。

　　可利用所提供的計(jì)算工具進(jìn)行瞬態(tài)分析，得出效率隨時(shí)間的變化關(guān)系。從圖4可見，效率在500kHz工作情況下隨時(shí)間而增加。

　　仿真過程是一個(gè)瞬態(tài)分析過程，因而可以察看頂部MOSFET漏極至源極的瞬時(shí)功率耗散，還可以看到平均功率耗散隨時(shí)間的變化。熱效應(yīng)的正規(guī)分析要用平均功率耗散來計(jì)算。瞬時(shí)功率耗散可代入熱瞬時(shí)分析模型來計(jì)算溫度隨時(shí)間的變化。其基礎(chǔ)是RC時(shí)間常數(shù)方程。但是需要設(shè)定計(jì)算或仿真的熱環(huán)境。圖 5是利用Spice仿真MOSFET電氣和熱力學(xué)性能的模型。要注意帶電壓源和RC網(wǎng)絡(luò)的周圍環(huán)境的設(shè)置。圖6為門驅(qū)動(dòng)的結(jié)溫度隨時(shí)間的變化關(guān)系。

本文小結(jié)

　　目前，在互聯(lián)網(wǎng)上可以找到許多仿真工具，有一些半導(dǎo)體公司還在其網(wǎng)站上提供了在線仿真，每家公司對于這些工具的使用都有其自身的特點(diǎn)。集成電路廠商為了展示其芯片性能，通常要提供芯片模型以展示其產(chǎn)品的與眾不同。對于功率組件公司，要提供分立器件模型。

　　設(shè)計(jì)工具已經(jīng)發(fā)展到從互聯(lián)網(wǎng)就可以找到為用戶準(zhǔn)備的一級近似工具的地步。制造商推銷的重點(diǎn)在于開發(fā)出便于用戶使用的模型和工具。剩余的問題是仿真只能提供模型的信息，詳細(xì)的寄生和布線問題并未解決，而且還存在精度和帶寬問題，這些都是今后要繼續(xù)解決的問題。

作者：
Thomas R. Winters
高級應(yīng)用經(jīng)理
分立功率技術(shù)業(yè)務(wù)部
快捷半導(dǎo)體公司