混頻電路在GPS接收機射頻前端中的應(yīng)用

引　言

混頻電路是超外差接收機、發(fā)射機及頻率合成技術(shù)中重要的組成部分，具有廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域。它的基本功能是頻率變換，混頻器的典型應(yīng)用是在接收系統(tǒng)中將射頻輸入信號變化為頻率較低的中頻信號，以便更容易對信號進(jìn)行后繼的調(diào)整和處理。本文在簡單介紹混頻的概念、常用的幾種簡單的混頻電路和設(shè)計混頻電路時需要考慮的幾個性能指標(biāo)后，詳細(xì)介紹了GPS接收機射頻前端電路中的下變頻設(shè)計。

混頻的概念、常用的混頻電路和混頻器指標(biāo)

混頻電路的作用是將載頻為f1的已調(diào)信號(或單頻載波)不失真的變頻為f2的信號(f2稱為中間頻率或中頻)。在這個過程中，需要有一個本振頻率f3，若三者之間的變換關(guān)系為：
f2= f1+f3
這種情況稱為上變頻；若三者之間的變換關(guān)系為：
f2=f1-f3(當(dāng)f1>f3時)
或
f2=f3-f1(當(dāng)f13時)
則稱為下變頻。

為了得到所需要的頻率分量，必需采用非線性器件進(jìn)行頻率變換，并用相應(yīng)的濾波器或選頻電路選取有用的頻率分量。圖1是頻率變換電路示意圖。圖1中的非線性器 件可以是二極管、三極管、場效應(yīng)管(FET-field effecTtransistor)和模擬乘法器等。濾波器濾除通帶外頻率分量，輸出所需中頻分量。

圖1　頻率變換模型

集成模擬乘法器在通信設(shè)備中被廣泛用于實現(xiàn)調(diào)制、解調(diào)、混頻等頻率變換功能。與分立元件混頻電路相比，由模擬乘法器完成混頻功能具有以下優(yōu)點： 輸出信號頻譜中組合分量少，寄生干擾小，對本振電壓幅度沒有嚴(yán)格要求，具有較高的混頻增益，同時對本振信號和外來輸入信號有較好的隔離度。常用的模擬乘法 器有MC1596和MC1596G等。

在FET混頻器中，由于FET工作頻率高，其傳輸特性近似為二次曲線，混頻后只有2階交調(diào)產(chǎn)物， 不容易產(chǎn)生有害的高階交調(diào)產(chǎn)物，動態(tài)范圍大，非線性失真小，噪聲系數(shù)低，單向傳輸性能好。因此，工作頻率較高時，常常選用場效應(yīng)管來構(gòu)成混頻電路，實現(xiàn)輸 入信號的下變頻功能。場效應(yīng)管構(gòu)成的混頻電路形式有兩種，即單平衡場效應(yīng)管混頻器和雙平衡(環(huán)形)混頻器。FET組成的簡單的單端混頻電路如圖2所示。有 源場效應(yīng)管用來混頻具有變頻增益，與無源FET相比，它具有較高的噪聲系數(shù)。

圖2　單端FET混頻器

除了以上介紹的 由模擬乘法器或場效應(yīng)管構(gòu)成的混頻器以外，二級管、三極管等非線性器件也可以構(gòu)成混頻電路。將射頻信號VRF(t)和本振信號VLO(t)分別加到一個適 當(dāng)偏置的二極管上，二極管后面連有一個諧振回路，其諧振頻率等于混頻后所需的中頻。由于本振信號與射頻信號沒有分開，因此存在潛在的問題，就是本振信號可 能干擾射頻信號的接收，甚至可能通過接收天線輻射出部分本振功率。

二極管混頻動態(tài)范圍大，組合頻率分量少，本振泄漏小，無變頻增益；晶 體管頻率動態(tài)范圍小，信號電平只有幾十毫伏，組合頻率干擾大，本振泄漏嚴(yán)重，但是晶體管混頻器有較高的增益，目前被廣泛應(yīng)用于中短波收音機。較常用的電路 形式如圖3所示。由圖3可見，對射頻信號VRF來說，該電路是共射組態(tài)，具有較高的輸入阻抗。在這種組態(tài)中射頻信號與本振信號有一定的隔離，接收射頻信號 時不易受本振信號的影響，穩(wěn)定性較好。

圖3　晶體管混頻器

混頻電路要完成頻率變換功能，譬如要把射頻信號下變頻為容易處理的中頻信號，在設(shè)計混頻電路時，為了得到頻譜純、干擾小的中頻信號，必需考慮下面幾個性能指標(biāo)，其中變頻增益和噪聲系數(shù)是每個設(shè)計者首先要考慮的。

(1)變頻增益CG：混頻器輸出信號功率PIF與輸入射頻信號功率PRF之比，并用分貝數(shù)表示：

(2)噪聲系數(shù)NF：混頻器輸入端高頻信號信噪比SNRF與輸出端中頻信號信噪比SNIF的比值，用分貝數(shù)表示：

(3)動態(tài)范圍：動態(tài)范圍是指混頻器正常工作時微波的輸入功率范圍，其下限通常指信號與基底噪聲電平相比時的功率，表示為：

式中M 為識別系數(shù)，K=1.38×10-23，T0=300K ，NIF為中頻放大器噪聲系數(shù)，CL為變頻損耗，ΔfI為中頻帶寬。要使混頻器性能不至于惡化，必須保證輸入信號的幅度在動態(tài)范圍之內(nèi)。

(4)隔離度：隔離度指混頻器各個端口之間的隔離程度，包括射頻與本振之間的隔離度以及射頻與中頻之間的隔離度，其中信號與本振之間的隔離度是一個重要的指標(biāo)。

(5) 鏡像頻率抑制度：對于一個高本振混頻器，本振信號頻率比射頻信號高一個中頻頻率，干擾信號頻率如果比本振頻率高一個中頻頻率，這種干擾稱為鏡像干擾。鏡像 干擾如果能進(jìn)入混頻器，它與本振也產(chǎn)生中頻信號，中頻濾波器也能讓這種干擾信號通過，在混頻器前加入濾波器，則可以用來抑制鏡像干擾。

全球定位系統(tǒng)GPS下變頻電路設(shè)計

全球定位系統(tǒng)GPS是利用導(dǎo)航衛(wèi)星進(jìn)行定時和測距的導(dǎo)航定位系統(tǒng)，該系統(tǒng)可以在全球范圍內(nèi)，全天候地為用戶提供高精度的位置、速度和時間信息。

GPS 信號使用L波段，配有兩種載波，即頻率為1575.42MHz的L1載波和頻率為1227.60MHz的L2載波。我們考慮的民用GPS接收機只接收L1 載波，也就是射頻信道的中心頻率為1575.42MHz，為便于處理，接收機射頻前端電路需要把該射頻信號進(jìn)行下變頻到一個合適的中頻。如果采用多次混頻 方案，有利于提高鏡像抑制及中頻抑制性能，但是電路更復(fù)雜。為了得到比較純的中頻信號，同時又要兼顧電路不甚復(fù)雜，體積不要太大，應(yīng)該合理選擇混頻級數(shù)。 根據(jù)射頻前端電路的要求和后繼相關(guān)器電路的特點，我們采用二級混頻結(jié)構(gòu)，第一中頻選擇在35.42MHz處，第二中頻選擇在4.31MHz處，相應(yīng)的第一 本振信號頻率是1540.00MHz，第二本振信號頻率是31.11MHz。本振信號由鎖相頻率合成器提供，參考頻率取自10MHz溫度補償晶體振蕩器。

設(shè)兩級混頻器的增益分別為G1和G2，那么由下面的式子可以估算出G1+G2的大?。?br />- 7dBm-174dBm/Hz+19dB+G1+G2-17dB+63dB

上式中-7dBm是有源自動增益控制(AGC- Automatic Gain ConTrol)典型中頻輸出電平(加入AGC是為了保證A/D模塊有相對穩(wěn)定的輸出電平)；- 174dBm/Hz是射頻輸入背景噪聲電平；19dB是低噪聲放大器LNA 的增益減去噪聲指數(shù)后的差值；-17dB是中心頻率為35.42MHz的濾波器損耗；63dB 是2MHz帶寬噪聲之和。由此可估算出，混頻增益G1+G2應(yīng)大于102dB。

根據(jù)前面的介紹，二極管混頻沒有變頻增益，晶體管本振泄 漏比較嚴(yán)重，所以我們選用場效應(yīng)管組成雙平衡混頻器結(jié)構(gòu)，來設(shè)計GPS的兩級下變頻，這種結(jié)構(gòu)使得混頻器的輸出端口對本振信號和射頻輸入信號有較高的隔離 度。為了取出所需的頻率成分，還需要加入合適的中頻濾波器?；祛l電路的結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4　GPS下變頻電路框圖