射頻半導(dǎo)體簡化直接變頻設(shè)計 滿足多模式通信系統(tǒng)需求

直接變頻架構(gòu)促使著寬帶無線電支持第三代（3G）和第四代（4G）無線網(wǎng)絡(luò)中的多模式和多標(biāo)準(zhǔn)要求，隨之要求能夠處理全球400 MHz至4 GHz范圍內(nèi)的信號，因而基礎(chǔ)設(shè)施和移動設(shè)備開發(fā)商尋求系統(tǒng)器件達(dá)到新的性能水平。幸運(yùn)的是，隨著硅鍺（SiGe）和CMOS半導(dǎo)體工藝的不斷改進(jìn)，集成度得以提高，同時功耗有所下降。利用直接變頻架構(gòu)，無線電設(shè)計人員還能夠?qū)崿F(xiàn)較寬的設(shè)計頻率范圍，并可在單個硬件平臺上調(diào)整帶寬。與無線基站的傳統(tǒng)IF采樣接收機(jī)方法相比，該架構(gòu)具有許多優(yōu)點，并結(jié)合平衡防阻塞的RF解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）技術(shù)的優(yōu)勢，利用自適應(yīng)性校正技術(shù)來處理殘余信號損壞。

3G長期演進(jìn)（LTE）無線通信標(biāo)準(zhǔn)支持1.4至20 MHz范圍內(nèi)的各種通道帶寬。無論設(shè)備支持僅LTE載波，還是3G （WCDMA）或LTE （OFDM）混合載波，通常要求采用的最低帶寬是20 MHz.由于帶寬范圍很寬，因此可以接收多個相鄰或非相鄰載波。例如，20MHz帶寬內(nèi)可容納多達(dá)四個相鄰WCDMA信號。

對于寬帶接收機(jī)設(shè)計，所面臨的挑戰(zhàn)是如何在存在高干擾信號的情況下解調(diào)低電平、高數(shù)據(jù)速率信號。根據(jù)定義，多載波RF接收機(jī)不具備模擬通道選擇性，而無用阻塞信號未經(jīng)衰減就會抵達(dá)ADC，這就要求接收機(jī)構(gòu)建模塊（尤其是ADC）具有高動態(tài)范圍。例如，3G LTE阻塞要求則需要比所需信號高60 dB的窄帶阻塞。因此，多載波接收機(jī)應(yīng)當(dāng)具有高輸入1dB壓縮點、高分辨率ADC和某種形式的自動增益控制（AGC），將阻塞信號電平維持在ADC的滿量程（FS）電平以下。

而且必須在可接受的接收機(jī)靈敏度下，實現(xiàn)這種對阻塞信號的抗擾度。設(shè)計用于支持3G LTE標(biāo)準(zhǔn)的基站接收機(jī)必須具備優(yōu)于5 dB的噪聲系數(shù)（NF）。為了完全達(dá)到這種性能水平，下變頻混頻器或解調(diào)器一般前置一些低噪聲放大器（LNA）級。根據(jù)以下Friis等式，前端增益可幫助改善整體NF：

NFtotal=NFLNAs+（NFdemod-1）/GLNAs+[NFADC-1/（GLNAsGdemod）] （1）不過，由于天線處的強(qiáng)阻塞信號會導(dǎo)致接收機(jī)發(fā)生飽和，因此不能隨意設(shè)置高前端增益。此外，在高電平阻塞的交調(diào)產(chǎn)物處于所需信號帶寬范圍內(nèi)時，如果增益過高，則會導(dǎo)致線性度下降，并影響信號完整性。根據(jù)三階交調(diào)截點（IP3）測量，合適的正交解調(diào)器必須能夠在噪聲系數(shù)和線性度之間達(dá)到很好的平衡。

正交解調(diào)器幅度和相位誤差會導(dǎo)致帶內(nèi)鏡像或無用邊帶能量。在多載波接收機(jī)中，強(qiáng)帶內(nèi)干擾信號可能會與接收機(jī)靈敏度水平的調(diào)制載波相鄰。為了使接收機(jī)獲得良好性能，在基帶解調(diào)過程中維持適當(dāng)?shù)姆群拖辔黄胶庵陵P(guān)重要。鏡像抑制要求取決于最強(qiáng)和最弱帶內(nèi)信號之間的差值、解調(diào)所需的信噪比（Eb/No）和其他噪聲貢獻(xiàn)余量。3G LTE標(biāo)準(zhǔn)要求至少60dB的總鏡像抑制性能。此外，在指定解調(diào)器本振（LO）相位噪聲時，還必須考慮到寬帶接收機(jī)中相互混頻這一重要現(xiàn)象。LO相位噪聲會對附近的未濾波阻塞進(jìn)行調(diào)制，向所需通道中增加Pblocker_dBm - LO_Noise dBc/Hz噪聲。

直接變頻信號鏈（圖1）可以為3G和4G系統(tǒng)提供低成本的接收機(jī)解決方案。其架構(gòu)沒有其他接收機(jī)復(fù)雜，并且無需實中頻采樣架構(gòu)中使用的多個表面聲波（SAW）和分立濾波器?；鶐ǖ罏V波器通常采用分立低通設(shè)計，可在數(shù)字化處理之前提供帶外阻塞和寬帶噪聲抑制。與超外差或?qū)嵵蓄l采樣架構(gòu)所用的IF濾波器相比，該設(shè)計的插入損耗和成本要低得多。借助I/Q解調(diào)器，基帶截止頻率只需為復(fù)合調(diào)制信號（以0 Hz為中心）總信號帶寬的一半。

圖1.

例如，假定接收機(jī)天線處的多載波RF輸入信號是以載波頻率F0為中心的非對稱雙邊帶信號。當(dāng)LO = F0時，正交解調(diào)器會將實RF信號轉(zhuǎn)換為復(fù)數(shù)基帶信號，以差與和頻率LO+/- F0或0 Hz和2F0的形式產(chǎn)生實部和虛部。在進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換之前，低通濾波器會消除和項、信號諧波和噪聲。如果總信號帶寬為Bx，那么濾波器的截止頻率應(yīng)設(shè)置為Fc> Bx/2.

直接變頻方法的另一主要優(yōu)勢是ADC采樣速率要求較低，因為I/Q信號帶寬只是總復(fù)數(shù)信號帶寬的一半。如果下變頻信號以直流信號為中心，那么采樣理論要求采樣速率至少為2（Bx/2）或Bx，該值是IF采樣接收機(jī)解調(diào)同一帶寬所需最低采樣速率的一半。對于能夠處理20MHz的LTE接收機(jī)，這相當(dāng)于各個I/Q通道具有20 MHz以上的奈奎斯特采樣速率（圖2）。

圖2.

盡管存在上述優(yōu)勢，直接變頻無線電設(shè)計也并非輕而易舉。I/Q通道上存在任何增益或相位不平衡，或者解調(diào)器電路的相移并非準(zhǔn)確的90度，將會導(dǎo)致在無用邊帶頻率上產(chǎn)生能量。當(dāng)此類接收機(jī)對0 Hz（零中頻）周圍所需的多載波信號進(jìn)行下變頻處理時，所需載波將位于直流信號兩側(cè)（圖3）。直流信號周圍的載波1鏡像出現(xiàn)在可能存在較弱載波的下一通道上。因此，如果未使用數(shù)字校準(zhǔn)，則鏡像抑制性能不佳將會限制接收機(jī)靈敏度。此外，抗混疊濾波器組件容差也可能影響整體鏡像抑制性能。直到最近，仍然很難在寬帶寬上獲得可接受水平的增益和相位平衡。借助較新的SiGe工藝技術(shù)，解調(diào)器的有源混頻器單元能夠在頻率高達(dá)6 GHz范圍內(nèi)獲得高品質(zhì)RF性能。

圖3.

在基帶下變頻過程中，正交解調(diào)器會以直流信號形式產(chǎn)生一些能量。泄漏至RF輸入的任何LO信號會與同一LO信號混頻，從而生成直流分量。而避免同一通道直流偏置的一種方式就是將RF載波解調(diào)至通道帶寬一半的倍數(shù)。直流分量幅度不應(yīng)影響接收機(jī)接收弱信號的能力。

作為直接變頻接收機(jī)的一部分，ADI公司生產(chǎn)的ADL5380和ADL5382 I/Q解調(diào)器能夠以最佳LO泄露和鏡像抑制性能來實現(xiàn)寬帶操作。理想情況下，解調(diào)器可通過兩個混頻器實現(xiàn)單邊帶混頻操作。經(jīng)過放大的本振（LO）信號直接送入第一個混頻器，同時相同信號經(jīng)過90度偏移后送入第二個混頻器。為了充分滿足性能規(guī)格要求，I/Q解調(diào)器采用經(jīng)過優(yōu)化的LO緩沖器和移相器電路。通過采用新穎的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該解調(diào)器可以在寬頻范圍內(nèi)保持精確的90度相移，同時將電路噪聲控制在LO PLL的相位噪聲以下。該設(shè)計經(jīng)過優(yōu)化，可以最大程度地減少AM/PM失真，因而能夠增強(qiáng)二階失真性能并且對LO驅(qū)動電平不敏感。

經(jīng)測量，ADL5380的LO至RF泄露在頻率高達(dá)3 GHz范圍內(nèi)要優(yōu)于-50 dBm，而ADL5382 I/Q解調(diào)器則可實現(xiàn)更低的泄露性能，在頻率高達(dá)2.3 GHz范圍內(nèi)超過-60 dBm.增益不平衡優(yōu)于+/-0.1 dB，相位不平衡則優(yōu)于+/-0.5度（圖4），因而鏡像抑制優(yōu)于50 dB.由于具有這種高邊帶抑制性能，因此零中頻方案中的數(shù)字校準(zhǔn)要求得以降低。

圖4.

ADL5380 I/Q解調(diào)器的工作頻率范圍為0.4至4.0 GHz，基帶帶寬為500MHz.在頻率高達(dá)3 GHz范圍內(nèi)，該器件具有低噪聲系數(shù)（13 dB），RF輸入功率水平為-10 dBm.出現(xiàn)阻塞時，對于高達(dá)0 dBm RMS的輸入功率，噪聲系數(shù)依然維持在17 dB以下。假設(shè)前端增益為25 dB，這意味著天線處具有-25 dBm的良好抗阻塞能力。

該解調(diào)器能夠以至少+11 dBm的輸入功率達(dá)到1-dB壓縮性能，并且輸入三階交調(diào)截點優(yōu)于+25 dBm.20MHz帶寬時，動態(tài)范圍（或壓縮點和噪底之間的增量）接近100 dB，因而此電路適用于寬帶3G/4G多載波系統(tǒng)。該I/Q解調(diào)器與ADC的接口設(shè)計和布局對于確保良好I/Q信號平衡至關(guān)重要?？够殳B濾波器組件容差以及在差分走線長度范圍內(nèi)進(jìn)行嚴(yán)格控制則是確保設(shè)計成功的關(guān)鍵。

在ADC數(shù)字轉(zhuǎn)換之后的數(shù)字域中，還可以進(jìn)一步實現(xiàn)直流偏置消除和鏡像校正。此直流變頻接收機(jī)示例采用16位流水線ADC AD9269.它可實現(xiàn)集成直流偏置和正交糾錯方案。該算法可以估算出I/Q信號直流偏置、增益和相位不匹配，然后利用與頻率無關(guān)的自適應(yīng)校正環(huán)路，應(yīng)用校正矢量來清除增益不平衡。它可以校正高達(dá)+/-1 dB的幅度誤差和+/-1.8度的相位不匹配，因而足以校正I/Q解調(diào)器殘留不平衡，以及來自基帶濾波器或ADC輸入級等的其他不平衡。由于該I/Q解調(diào)器的信號損害程度已經(jīng)相當(dāng)?shù)?，因此增?qiáng)了算法融合。

為了完善校準(zhǔn)方案，AD9269還集成具有自適應(yīng)性截止頻率的直流零點陷波濾波器，可幫助消除無用的直流偏置分量。