利用對數(shù)放大器和MCU增強RF功率測量精度

精確的RF功率管理是現(xiàn)代無線發(fā)射器的熱點話題，從基站的功率放大器保護到移動應用中的延長電池使用時間，它都有很多的優(yōu)點。RF功率監(jiān)測器，比如對數(shù)放大器，允許RF功率測量系統(tǒng)在一個較寬的范圍監(jiān)控和動態(tài)調整發(fā)射功率。盡管近幾年來功率監(jiān)測的精度已經(jīng)有了很大改進，但是對于像那些需要高功率發(fā)射的應用甚至受到0 dB功率監(jiān)測誤差微小變化引起的顯著影響。因此促使不斷提高檢測器性能。

將對數(shù)放大器和溫度傳感器結合起來是一種可行的設計溫度補償方案，以顯著減小RF功率管理中兩項主要誤差因素的作用——溫度和制造工藝變化。在某些情況下，將溫度補償硬件集成到功率檢測芯片中。

RF功率管理概述

精確的基站RF功率管理非常重要，發(fā)射功率放大器的驅動能力超過需求的輸出功率水平會損失很大。過多的電流消耗不但導致增加成本而且還會引起需要增加散熱措施的散熱問題。在極端情況下，功率放大器過驅動會導致由燒毀故障產(chǎn)生的可靠性問題。

精確的基站RF功率管理另外一個好處同樣超過移動發(fā)射器，因為他們有相同的要求。有了精確控制輸出功率的能力，移動設備能夠使電源電流開支最小。例如，RF功率管理允許發(fā)射的功率被精密限制在需要功率水平的最小值，從而減小電池電流。精確地控制功率會延長通話時間，同時還允許移動發(fā)射器符合蜂窩標準要求。

圖1示出典型RF功率管理電路的框圖。發(fā)射信號通道由三個連貫的單元組成：基帶，射頻（RF）發(fā)射，功率放大器。在發(fā)射信號到達天線之前，其中發(fā)射信號的一部分被雙向耦合器采樣。將采樣的RF功率送到功率檢測器，在這里將它轉換為直流電壓。再將功率檢測器的輸出電壓數(shù)字化并且送到數(shù)字信號處理器（DSP）或微控制器（MCU）。一旦得到數(shù)字化的功率測量值，就可根據(jù)測量的輸出功率與要求的輸出功率之間的關系做出決定。MCU可利用數(shù)模轉換器（DAC）和可變增益放大器（VGA）調整輸出功率，以驅動信號通道的功率控制——不論基帶信號、RF信號還是功率放大器。一旦測量的輸出功率與要求的輸出功率之間達到平衡，RF功率管理環(huán)路將達到穩(wěn)態(tài)。同時，引入溫度傳感器作為MCU的輸入以增加溫度補償能力。在發(fā)射器中僅用模擬電路，就可以實現(xiàn)一個類似的RF功率管理環(huán)路。

圖1. RF功率管理電路使用對數(shù)放大器，充分利用其以dB為單位呈線性的寬檢測范圍

以前，在RF功率管理電路中一直使用二極管檢測器來調整發(fā)射功率。它們在高輸入功率值時提供良好的溫度性能，但在低輸入功率時性能變壞。甚至使用溫度補償電路，由于二極管檢測器在低輸入功率下使溫度性能變壞，只能提供很小的檢測范圍，一種流行的取代二極管檢測器的方法是解調對數(shù)放大器。對數(shù)放大器提供一個很容易使用以dB為單位呈線性的RF功率檢測響應并且具有很寬的動態(tài)范圍。

對數(shù)放大器

圖2示出逐級壓縮對數(shù)放大器。在本例中，有4個10 dB級聯(lián)的限幅放大器構成了逐步的壓縮鏈。5個全波整流檢測器單元將RF信號電壓轉換為電流——其中一個檢測器單元在RF輸入端，其余4個在放大器級的輸出端。檢測器單元產(chǎn)生的電流與電壓信號幅度成比例，并且將這些電流相加以近似一個對數(shù)函數(shù)。用一個高增益級將流入的電流總和轉換成電壓。跨接在4個10 dB放大器上的5個檢測器單元允許對數(shù)放大器具有50 dB檢測范圍。

圖2.跨接在4個10 dB放大器之間的5個檢波器允許逐級壓縮對數(shù)放大器達到50 dB檢測范圍

圖3示出60 dB動態(tài)范圍1 MHz～8 GHz帶寬對數(shù)放大器在2.2G Hz時的傳遞函數(shù)。RF輸出功率與其輸出電壓之間呈現(xiàn)一種線性關系，也就是說，當輸入功率增加時，對應的輸出電壓以dB為單位呈線性關系跟著增加。圖中還包括一條對數(shù)一致性誤差曲線。這條對數(shù)一致性誤差曲線用于更近一步的檢查對數(shù)放大器的性能。在用灰色亮線表示的檢測范圍的線性區(qū)，可計算該傳遞函數(shù)的斜率和它與X軸的截距。這個信息提供了一個簡單的理想模型以便與對數(shù)放大器的實際響應來比較。理想的線性參考模型在圖中用虛線表示。理想的線性模型與實際的響應曲線相比較產(chǎn)生對數(shù)一致性誤差曲線（以dB為單位）。

圖3.在對數(shù)放大器檢測范圍的線性區(qū)計算的理想的參考模型與其實際響應曲線相比較。比較結果產(chǎn)生對數(shù)一致性誤差曲線。

計算對數(shù)放大器一致性誤差的方法類似于在RF功率管理系統(tǒng)校準中采用的兩點校準方法。產(chǎn)品測試過程中，在檢測器的線性范圍內(nèi)選擇兩個已知的RF信號強度。利用其產(chǎn)生的輸出電壓，可以計算斜率和截距響應特性，并存儲在非易失性存儲器中以便建立一個簡單的線性公式。利用以dB為單位呈線性的函數(shù)關系和測量到的檢測器電壓，很容易計算現(xiàn)場的發(fā)射功率。利用兩點校準的重要優(yōu)點就是減少成本、縮短測試時間。然而，這種校準方法僅是由于對數(shù)放大器的線性性能才成為可能。

因為校準通常是在一個溫度下做的，所以溫度對檢測器的定量影響是很非常重要的。對數(shù)檢測器的精度隨溫度的變化可用一致性誤差表示。圖4示出工作頻率高達3.5 GHz的45 dB對數(shù)放大器在900 MHz的傳遞函數(shù)。圖中包括在-40oC和+85oC時的傳遞函數(shù)，以及對數(shù)一致性誤差隨溫度變化的關系曲線。因為所謂的兩點校準情況，用相同的25oC線性參考產(chǎn)生三條線性一致性誤差曲線。

圖4.在900 MHz處單個器件的對數(shù)一致性誤差示出工作溫度范圍內(nèi)±0.5dB的精度。

對數(shù)放大器在25°C環(huán)境溫度的傳遞函數(shù)具有50.25 dB/V的斜率和-51.6 dBm的截距（線性參考直線的延長線與X軸的交點）。25°C的曲線在0 dB誤差線周圍波動，然而，在兩端溫度處具有較小的斜率和截距偏移。在工作溫度范圍和40 dB檢測范圍內(nèi)，單個器件的對數(shù)一致性誤差保持在±0.5 dB以內(nèi)。在+85°C時的溫度漂移是動態(tài)范圍的限制。雖然單個器件在工作溫度范圍內(nèi)可能會有好的精確度，然而由于半導體制造工藝引起的器件之間固有的細小差異可以證明對于精確的RF功率管理是一種障礙。

圖5示出70個器件對數(shù)一致性誤差的分布。在很寬的器件范圍內(nèi)抽樣以證明制造工藝引起的偏差。每個器件都有三條相對25°C線性參考值校準的溫度曲線。盡管器件與器件之間有明顯的偏差，但其分布值非常接近。在工作溫度范圍和大于40 dB的檢測范圍內(nèi)器件的總體分布曲線具有±1 dB的精度。由于器件與器件之間具有可重復性的漂移從而引入溫度補償。

圖5.器件之間的對數(shù)一致性誤差明顯不同，但其總體分布非常接近。

通常無線通信標準要求發(fā)射功率檢測方案具有±1-dB和±2-dB的精度，而在極端溫度則放寬限制。對數(shù)放大器的初始精度無需精細調整便足夠滿足大多數(shù)標準。盡管如此，對數(shù)放大器還是有很多明顯優(yōu)點，它們超出了由不同標準決定的RF功率管理要求。

MCU如何能補償誤差

正如前面所討論的，MCU能夠利用發(fā)射信號通道的偏置電壓有效地調整發(fā)射功率。通過增加溫度傳感器，MCU能夠更進一步提高RF功率管理系統(tǒng)的精度。只要檢測器具有可重復性的溫度漂移，對某些測量值的誤差補償是可以實現(xiàn)的。可將考慮到環(huán)境變化的補償算法程序集成到MCU的決策程序中以顯著減少或消除制造工藝和溫度變化。例如，如果一個功率檢測器具有可重復性的溫度漂移，那么為了消除已知溫度下預期的誤差可采用一種補償算法。

圖6示出許多對數(shù)放大器的對數(shù)一致性誤差曲線。在3.5 GHz，溫度漂移從+1 dB擴展到-4 dB.器件在-40°C時的總體分布曲線緊隨25°C時的曲線。相反，在+85°C的該分布曲線移動了2.5 dB，并且不再與25°C時的分布曲線平行。盡管在這個頻率處的溫度漂移很大，但在每個特定溫度下的分布保持的非常接近。由于這些飄移的可重復性，所以能夠實現(xiàn)一種補償方案顯著提高精度。

圖6.在3.5 GHz處+85°C時的溫度漂移分布曲線移動并不再與25°C時的分布曲線平行。