DC/DC變換器用“熱插拔”沖擊電流限制電路

當(dāng)主板與處于工作狀態(tài)的輸入電源連接時，會有瞬態(tài)電流流入主板上電源變換器的輸入解耦電容，這部分初始電流稱為沖擊電流。由于幅度較大的沖擊電流會造成電弧、瞬態(tài)變化以及連接器腐蝕等問題。需要對沖擊電流加以限制，用戶才可以安全地將主板插入到正在處于工作狀態(tài)的系統(tǒng)背板電源連接器中，例如插入到由-48V局端電源供電的連接器中。

在電源變換器啟動之前，先給變換器的沖擊電流限制電路上電，并通過限制輸入解耦電容Cin上的輸入電壓上升速率來控制沖擊電流。基于這些條件，輸入電流Iin可由如下方程式?jīng)Q定：

Iin=Cin(dVin/dt) （1）

N溝道MOSFET通常作為串聯(lián)在輸入電源負端回路中的控制單元。通過在MOSFET的漏極和柵極之間增加電容可控制Vin的上升速率。當(dāng)?shù)碗娖诫娏髟打?qū)動?xùn)艠O時，場效應(yīng)晶體管的dVds/dt會受到限制。一旦輸入電容充滿電壓，控制電路就通過釋放它的“禁止”管腳來允許變換器輸出。

圖1是我們所要描述的比較器電路。它采用低成本微功率比較器(U1)作為低電壓鎖定。比較器通過R1和R2來檢測所施加的輸入電壓(-VEE)。當(dāng)檢測到有效的輸入電壓時，比較器就會給出一個信號以便緩慢打開功率MOSFET(Q2)。“導(dǎo)通”閾值設(shè)置在-38V，而3V的遲滯則提供了-35V的關(guān)閉閾值。增加C1是為了濾除接觸瞬態(tài)的回跳電流。U1的饋電電流由電阻R3和R4提供，這兩只電阻與齊納二極管(VR1)結(jié)合可為U1提供10V的饋電電壓。

Q2的導(dǎo)通速率是由電容C2來控制，柵電流由R9來限制，而在C2上增加必要的速率反饋可控制Q2漏極的dV/dt。電源轉(zhuǎn)換器(PT3320)的“禁止”引腳由P溝道JFET Q1來控制。Q1保持導(dǎo)通狀態(tài)直到?jīng)_擊充電周期結(jié)束。在這一點上，Q2業(yè)已將“-Vin”拉到Q1的柵極電壓以下，從而關(guān)閉Q1和允許PT3320上電。Q1對瞬態(tài)輸入電壓比較敏感， 該瞬態(tài)電壓會借助輸入電容Cin造成相應(yīng)的電流浪涌。瞬間上升的Q2導(dǎo)通電壓Vds(on)會迅速消耗盡Q1的Vgs并使之低于“夾斷”電壓，這將使Q1導(dǎo)通，從而鎖定PT3320的“禁止”端。C4通過Q1的漏極和柵極之間的交流耦合來解決這個問題，以防止這些瞬態(tài)影響到變換器的“禁止”端。

圖2給出圖1PT3323變換器電路的典型啟動波形。該波形是相對加在GND和-VEE之間的-50V電壓作出的。

下面所介紹的設(shè)計方程式適用于圖1中的電路。沖擊電流的大小Id(Q2)由Cin/C2控制，而它又反過來決定了充電周期tc?；驹O(shè)計方程如下：

C2≈45×10-6Cin/Id(Q2) （2）

tc=CinVEE/Id(Q2) （3）

沖擊電流的大小決定變換器輸入端解耦電容向輸入端電源電壓(-VEE)充電的快慢。沖擊電流越小，在變換器輸出端啟動之前的充電周期越長。沖擊電流也決定了充電期間Q2的功耗，這個功耗可能很高。雖然充電周期是變動的，但Q2的功耗實際卻被限制。為了確保Q2的最高結(jié)溫不超標，有必要延長沖擊周期。例如，對于100mF的Cin，如果將從75V最大輸入端電源電壓中所獲得的沖擊電流限制成0.75A，則需要10ms的充電周期。圖3給出了Q2源漏電壓(Vds)和漏極電流(Id)的波形圖。在充電期間，Q2受單次鋸齒形瞬態(tài)功耗（最大初始峰值功耗為56W）的支配。該瞬態(tài)功耗估計會在很短的時間內(nèi)將D-Pak封裝的晶體管的硅片溫度提高50℃，而將D2-Pak封裝的晶體管的硅片溫度提高30℃（高于外殼環(huán)境溫度）。

本文介紹了“熱插拔”應(yīng)用的沖擊電流限制電路的設(shè)計思路，以及通過DC/DC變換器的實現(xiàn)方法，并詳細列舉了設(shè)計方程與工作指標，并且皆符合規(guī)范要求?！?/font>