音頻功放芯片中AB類輸出運(yùn)放的設(shè)計(jì)
1 引 言
本文引用地址:http://butianyuan.cn/article/77957.htm眾所周知,AB類音頻功放具有比A類更高的效率(一般在50%左右),比B類更低的交越失真[1],廣泛應(yīng)用于各種手機(jī)和MP3等便攜式設(shè)備中,是現(xiàn)在音頻功放市場(chǎng)上的主體力量。
輸出運(yùn)放是音頻功放芯片的核心部分,占其絕大部分版圖面積,他的性能和集成度直接影響到整個(gè)音頻功放芯片的各性能參數(shù)及其面積大小。
近年來(lái),隨著移動(dòng)電話,PDA,MP3,MP4等便攜式設(shè)備的廣泛應(yīng)用和不斷發(fā)展,對(duì)音頻功放芯片的要求也越來(lái)越高。高性能,低功耗和高集成度是其發(fā)展的方向。而這也是對(duì)其中的輸出運(yùn)算放大器模塊提出的要求。
本文在N阱CM()S工藝的基礎(chǔ)上,采用0.6 μm DP-DM工藝,設(shè)計(jì)了一個(gè)較小靜態(tài)功耗,小輸入失調(diào)電壓,高增益,高共模抑制比和電源抑制比,大輸出擺幅,較高帶寬,以及THD很小的輸出功率運(yùn)算放大器,可適用于大部分AB類音頻功放芯片。
2 電路設(shè)計(jì)
整個(gè)電路分為兩級(jí),前一級(jí)是差分輸入電路,后一級(jí)是功率管推挽式輸出。
2.1 運(yùn)放結(jié)構(gòu)的選擇
對(duì)于輸出功率運(yùn)算放大器,設(shè)計(jì)重點(diǎn)是前一級(jí)的差分輸入電路,希望其擁有盡可能高的開(kāi)環(huán)增益和單位增益頻率,同時(shí)還要考慮速度、共模抑制比、電源抑制比、功耗等方面性能的限制。
共源共柵結(jié)構(gòu)的差分電路具有很高的電壓增益,與簡(jiǎn)單結(jié)構(gòu)的兩級(jí)運(yùn)放相當(dāng),而且具有更好的頻率特性。在文獻(xiàn)[2]中比較了3種不同結(jié)構(gòu)的差分電路?,F(xiàn)在比較常見(jiàn)的共源共柵結(jié)構(gòu)有套筒式和折疊式2種,如圖1所示。圖1(a)是套筒式共源共柵差分運(yùn)放,他的優(yōu)點(diǎn)是頻率特性好,功耗小[2]。缺點(diǎn)是支路上"層疊"的管子太多,造成較小的輸入共模電平范圍和輸出擺幅,不適合在低壓下工作。圖1(b)是折疊式共源共柵差分運(yùn)放,他的頻率特性與套筒式相當(dāng)[2]。相對(duì)套筒式,主要優(yōu)點(diǎn)在于具有更大的輸入共模電平范圍,因?yàn)樗谳斎牍苌隙瞬⒉?quot;層疊"一個(gè)共源共柵管,以及更大輸出擺幅。缺點(diǎn)在于輸入對(duì)管要求外加偏置電流,消耗了更大的功率。
從應(yīng)用角度考慮,以上2種電壓增益和頻率特性相當(dāng) 的運(yùn)放結(jié)構(gòu)中,套筒式結(jié)構(gòu)要求較高的供電電壓,以及在 輸入共模電平范圍方面的局限,使他不適合應(yīng)用于功放的 輸入級(jí)電路。盡管折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)有更大的功耗,他 更適合于這里的設(shè)計(jì)要求。而他要求的最低供電電壓也 在可接受范圍之內(nèi)。
2.2偏置電路
偏置電路采用的低壓共源共柵電流鏡結(jié)構(gòu),不僅具有普通共源共柵電流鏡對(duì)電流進(jìn)行精確復(fù)制的優(yōu)點(diǎn),而且能比普通共源共柵電流鏡在更低電源電壓下工作。[3]。如圖2所示。
這種結(jié)構(gòu)的共源共柵電流鏡M3一M4消耗的最小電壓余度為他們的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓之和,而且可以精確地鏡像Iref。偏置電壓Vb的輸入范圍是:
2.3 整體電路
在圖3的運(yùn)放的整體電路中,圖3(a)是運(yùn)放的主體,包括差分輸入電路和功率管Mp,Mn組成的推挽式輸出級(jí),圖3(b)是他的偏置電路,提供Vb1~Vb8的偏置電壓。
差分輸入電路為折疊式共源共柵結(jié)構(gòu),圖中,M1,M2為輸入對(duì)管,分別為"+","+"輸入端,M3,M4是低壓共源共柵電流鏡的鏡像部分,提供尾電流源。與圖1(b)相比,惟一不同在差分電路的輸出端,即M8,M13之間插入了M9,M10和M15,M16四個(gè)管子,把單端輸出變成了雙端,控制兩個(gè)功率管Mp,Mn的柵極電壓,使在零差分輸入時(shí)Vgsp略小于Vthp,Vgsn略小于Vthn,Mp,Mn都工作在亞閾值區(qū)域,有一定的電流流過(guò)。這是AB類功放的基本特點(diǎn),盡可能地消除交越失真。為了提供大的輸出電流,他們的寬長(zhǎng)比很大(版圖上采用很多相同的管子并聯(lián),而P管并聯(lián)的個(gè)數(shù)約為N管的3倍,以便使一個(gè)周期內(nèi)流過(guò)負(fù)載的電流相等)。
在差分輸人時(shí),當(dāng)"+"端輸入較高電平時(shí),M2支路電流迅速減小,流過(guò)M5和M7支路的電流保持相等,所以流過(guò)M14的電流小于流過(guò)M12的電流,強(qiáng)制M14工作在線性區(qū),Y點(diǎn)電壓很低,M13為了保持支路電流不變,進(jìn)入深線性區(qū),VB急劇下降。同時(shí),M16,M15支路電流增大,M10,M9支路電流減小,導(dǎo)致VA下降。最終,VB降到很低,VA跟隨VB降低,M10,M9截止,M16,M15進(jìn)人線性區(qū)。這時(shí),Mn截止,Mp導(dǎo)通。同理,當(dāng)"-"端輸人較高電平時(shí),Mn導(dǎo)通,Mp截止。輸出電壓擺幅為:
運(yùn)放的低頻電壓增益可以這樣來(lái)粗略計(jì)算:
AV1是第一級(jí)差分電路的增益。M9,M10和M15,M16對(duì)增益影響不大,可忽略其作用,于是:
AV2是第二級(jí)推挽式輸出級(jí)的增益:
其中調(diào)節(jié)輸出功率管的寬長(zhǎng)比,使Mp約為Mn的3倍,致使上式成立。
對(duì)于這樣的多極點(diǎn)兩級(jí)運(yùn)放來(lái)說(shuō),在輸出端電阻和電容串聯(lián)做米勒補(bǔ)償,以增大相位裕度,提高穩(wěn)定性。通過(guò)頻率補(bǔ)償,兩個(gè)主極點(diǎn)分別為[1]:
其中,RA是從A(或B)點(diǎn)到地的總阻抗,CA是A(或B)點(diǎn)到地的總寄生電容,Cι是輸出端的總電容。
p1離原點(diǎn)最近,是A點(diǎn)產(chǎn)生的極點(diǎn);p2是輸出端的極點(diǎn),離原點(diǎn)較遠(yuǎn)。同時(shí)由于電阻和電容形成了通路,產(chǎn)生一個(gè)零點(diǎn)[1]:
適當(dāng)調(diào)節(jié)R,使Z=p2,與第二主極點(diǎn)抵消,增加了帶寬。
2.4 工作環(huán)境
采用單電源供電,在閉環(huán)狀態(tài)下工作?;鶞?zhǔn)電壓為VDD/2。如圖4所示。閉環(huán)傳輸函數(shù)為:
3 仿真結(jié)果
仿真性能參數(shù)如表1所示。
圖5和表1是仿真結(jié)果,都是在開(kāi)環(huán)、無(wú)負(fù)載情況下測(cè)得。仿真工具是Cadence Spectre,用了0.6 μm的N阱CMOS工藝模型,模擬環(huán)境是VDD=5 V,T=27℃,典型條件。以上結(jié)果顯示了單位增益帶寬GB為7.941 MHz,相位裕度為74.60,頻率特性較好;失調(diào)電壓非常小,為38.92μV;有較高的電壓增益,共模抑制比和電源抑制比;另外當(dāng)輸入幅度為1 V,頻率為1 kHz的正弦波時(shí),輸出THD很小,為0.004%。
4 結(jié) 語(yǔ)
本文設(shè)計(jì)的AB類輸出功率放大器電路,采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu),功率管推挽式輸出,同時(shí)利用外部電流源供電,采用低壓共源共柵電流鏡結(jié)構(gòu)的偏置電路。仿真結(jié)構(gòu)表明該運(yùn)放具有高增益,低輸入失調(diào)電壓,低THD等特點(diǎn),同時(shí)具有良好的頻率特性,較低的靜態(tài)功耗,滿足一塊高性能的AB類音頻功放芯片的要求。可以看出,設(shè)計(jì)幾乎是令人滿意的,微小的調(diào)節(jié)還可以通過(guò)改變W/L比使各管子工作在最穩(wěn)定的工作區(qū)域。
評(píng)論