幾乎沒有紋波的快速穩(wěn)定同步PWM-DAC濾波器

　　一種實現(xiàn)高分辨率數(shù)模轉換的廉價方法是把微控制器PWM輸出與精確模擬電壓參考、CMOS開關、模擬濾波結合起來（參考文獻1）。然而，PWM-DAC設計帶來了一個很大的問題：如何充分抑制開關的輸出中不可避免的較大AC紋波分量？當人們?yōu)镈AC控制使用典型的16比特微控制器PWM外設時，紋波問題變得特別嚴重。這類高分辨率PWM功能通常具有很長的周期，這是因為16比特計時器和比較器較大的216倒計數(shù)模。這個情況導致AC頻率分量僅為100Hz或200Hz，速率低。對于這類低紋波頻率，如果人們采用普通的模擬低通濾波把紋波抑制在16比特，即-96dB噪聲電平，那么DAC穩(wěn)定時間就可能變?yōu)橐徽牖蚋L。

　　圖1中的電路避免了低通濾波的多數(shù)問題，這是由于它在反饋環(huán)路中結合了差分積分器A1和采樣與保持放大器A2，該環(huán)路與圖2中的PWM周期T2同步工作。如果使積分器時間常量等于PWM周期時間，即R1×C1=T2，并且如果采樣電容C2等于保持電容C3，則濾波器就能恰好在一個PWM周期時間內獲取并穩(wěn)定在某個新DAC值。雖然這個方法幾乎未使得到的DAC嚴格地算“高速”，但0.01s穩(wěn)定時間仍比1s穩(wěn)定時間好100倍。穩(wěn)定時間的這種改善沒有對紋波衰減產生不利影響，這與速度一樣重要。同步濾波器的紋波抑制在理論上是無限的，實踐中的唯一限制就是從S2進入C3的非零電荷注入。選擇低注入電荷開關作為S2，并選擇大約1mF電容作為C3，就很容易帶來微伏級的紋波振幅。

　　可選的反饋分壓器R2/R3借助公共電壓參考，在DAC輸出范圍方面提供了靈活性。例如，如果R2=R3，則5V參考將帶來0V~10V輸出范圍。這種范圍調整方法的一個額外優(yōu)點是，輸出紋波獨立于參考放大。

參考文獻

1. Woodward, Steve, “Combine two 8-bit outputs to make one 16-bit DAC,” EDN, Sept30, 2004, pg85.