低成本分流監(jiān)測器IC帶動圈式儀表設(shè)計的復(fù)興

1 引言

　　盡管與數(shù)字讀取技術(shù)相比，模擬動圈式儀表的分辨率和精度都較差，但就跟蹤讀取走勢或根據(jù)測量數(shù)據(jù)變化獲取信息來說，它仍是最佳的儀表顯示技術(shù)。不過，對于低電平電流測量而言，滿量程偏轉(zhuǎn)電流超出待測電流，因此需要獨立的電源給電表供電。過去的模擬電表(如Hartmann&Braun公司的Muhavi—10)采用可再充電的蓄電池作為電表電源來解決這一問題。采用手動可選的分流電阻與高精度斬波放大器相結(jié)合，能使用戶在從lμA至l A的范圍內(nèi)共有13種不同大小的電流可供選擇。

2 分流檢測器的分析

　　隨著現(xiàn)代分流檢測器IC(如INAl9x系列)的推出，大大簡化了動圈式儀表的放大器設(shè)計。圖l為8英寸動圈式儀表的驅(qū)動電路，該儀表可測量0 mA—100 mA的電流。滿量程偏移電流為15 mA。分流檢測器INAl93可檢測分流電阻Rs1(阻值為lΩ)的壓降。在最大電流為100 mA的情況下，Rs1上的電壓為100 mV。

　　選擇Rs1的值時，不僅要根據(jù)應(yīng)用而定，而且還要在小信號精確度和測量線上允許的最大壓降之間進行權(quán)衡。當(dāng)Rs1的值較高且電流較小時，能最大限度地降低偏移影響，從而提高精度。當(dāng)Rs1的值較低時，能最大限度地減少供電線上的電壓損耗。對于大多數(shù)應(yīng)用，如果Rs1的值能確保滿量程分壓范圍在50~100 mV之間，那么就能實現(xiàn)最佳性能。在確保測量精確的情況下，最大輸入電壓為500 mV。在給出的實例中，INAl93以20 V／V的增益系數(shù)放大100 mV滿量程輸入電壓，從而實現(xiàn)2 V的滿量程輸出。隨后的運算放大器OPA344采用滿擺幅輸入和輸出，與N通道MOSFET(BSN254)協(xié)同工作，作為電壓控制的電流源。

　　請注意，包括INAl93在內(nèi)的整個電表電路采用一個5 V的單電源，這也將運算放大器的最大電壓擺幅限制為5 V，因此，應(yīng)選擇柵一源閾值電壓VGS較低的MOSFET，因為該電壓會減小運算放大器的輸出擺幅。BSN254的最大閾值電壓為2 V，這足以滿足較低的VCS要求。由于非反向運算放大器輸入的電壓等于反向輸入的電壓，因此Rs2上的滿量程輸出電壓為2 V。為了確保最大偏移電流的流動，可通過下式計算Rs2：


　　
　　通過調(diào)節(jié)Rs2來校準電表，也可改變其滿量程電流范圍。調(diào)節(jié)Rs1則能提高低電流測量的精確度，也可擴大測量范圍，以支持更高的電流值。該電路還有另一種優(yōu)勢，即可將電表與檢測點彼此分開。由于動圈式儀表不適用于高精度測量，因此設(shè)計人員可采用測量精度較低的電阻，還應(yīng)通過去耦電容來對儀表電源進行分流，以避免電子噪聲環(huán)境造成雜散干擾。

3 INAl9x分流檢測器

　　INAl93是分流檢測器系列中的一員。INAl94與INAl95具有相同的引腳排列，但增益不同，分別為50 V／V與100 V／V。INAl96、INAl97及INAl98是另外3種分流檢測器，其功能相同，引腳排列不同。

　　INAl9x系列分流檢測器采用一種全新的、獨特的內(nèi)部電流拓撲技術(shù)，只需一個單電源。其共模電壓可擴展到一16 V至+80 V。就經(jīng)典的儀表放大器技術(shù)而言，共模抑制要受電阻匹配精度要求的限制。INAl9x將電感輸入電壓轉(zhuǎn)換為電流，從而使共模抑制與電阻值之間不存在嚴格的函數(shù)關(guān)系，可在寬泛的共模范圍內(nèi)實現(xiàn)更高性能。

　　圖2所示為INAl9x的簡化電路圖，由圖2可看出基本電路功能。共模電壓為正時，放大器A2處于工作狀態(tài)。Rs的差動輸入電壓(VIN+)一(VIN-)可實現(xiàn)A2輸入端的電壓電勢VN與VP：

　　為了確保Vp=VN，A2驅(qū)動晶體管時要讓集電極電流IC在5 kW電阻上形成壓降，且該壓降等于差動輸入電壓：

　　共模電壓為負時，放大器Al處于工作狀態(tài)。Rs的差動輸入電壓(VIN+)一(VIN-)轉(zhuǎn)化為通過5 kΩ電阻的電流。該電流的來源為精確電流鏡，其輸出直接進入RL，后將信號再轉(zhuǎn)換回電壓，并被輸出緩沖放大器放大。這一電路架構(gòu)正在申請專利，其可確保設(shè)備的順利工作，即便在放大器Al與A2都處于工作狀態(tài)的過渡周期，也不會發(fā)生問題。

　　輸入引腳VIN+與VIN-應(yīng)盡可能靠近分流電阻連接，以最大限度減少任何與分流電阻串聯(lián)的電阻。用電源旁路電容來確保穩(wěn)定性。如果應(yīng)用噪聲較大，或電源阻抗較高，還需要采用額外的去耦合電容抑制電源噪聲。旁路電容應(yīng)靠近器件引腳連接。

　　INAl9x的輸入電路可準確測量大于電源電壓V+的數(shù)值。舉例來說，V+電源為5 V時，負載電源電壓高達+80 V。不過，0UT終端輸出電壓范圍受限于電源引腳上的電壓。

　　INAl9x的輸出在電源引腳V+設(shè)置的輸出電壓擺幅范圍內(nèi)是準確的。在使用INAl95或INAl98(兩者增益都為100)時，100 mV的滿量程輸入分流電阻要求輸出電壓擺幅為+10 V，而且電源電壓應(yīng)足以實現(xiàn)+10 V的電壓輸出，這充分反映了上述情況。

　　顯然，INAl9x串聯(lián)輸出端是進行過濾工作最方便的地方。不過，這種設(shè)置會抵消內(nèi)部緩沖器低輸出阻抗的優(yōu)勢。過濾的另一選擇就是設(shè)置在INAl9x的輸入引腳端，不過內(nèi)部5 kΩ與30％的輸入阻抗會使情況復(fù)雜化(如圖3所示)。應(yīng)采用盡可能低的電阻值，從而盡可能減小增益的初始偏移與容差影響。初始增益影響為：

　　計算增益誤差總影響，可以將5 kW項替換成為5 kW一30％(或3．5 kΩ)或5 kΩ+30％(或6．5 kΩ)。RFILT的容差極值也可加入公式。如果輸入采用一對100 W 1％電阻，那么初始增益誤差為1．96％。最差的容差總出現(xiàn)在內(nèi)部5 kW電阻下移時(3．5 kΩ)，本例則為Rfilter3%的上移。

　　需要注意的是，應(yīng)將INAl9x規(guī)范定義的準確度與上述容差情況相結(jié)合考慮問題。在這里結(jié)合電阻值的極限來考慮最差情況下的準確度，通常可采用幾何平均數(shù)或方根計算不同精確度差異的影響。