PWM 應(yīng)用中的低電壓反饋

就低電壓高電流電源應(yīng)用而言，開關(guān)式電源門極驅(qū)動要求特別重要。由于幾個(gè) MOSFET 器件通常并聯(lián)以滿足特定設(shè)計(jì)的高電流規(guī)范要求，因此單一集成電路控制器與驅(qū)動器解決方案的方便性就不再是可行的選擇。MOSFET 并聯(lián)可降低漏極到源極的導(dǎo)通電阻，并減少傳導(dǎo)損耗。但是，隨著并聯(lián)器件的增多，門極充電的要求也迅速提高。由于 MOSFET 的內(nèi)部阻抗大大低于驅(qū)動級，因此與驅(qū)動并聯(lián)組合相關(guān)的大多數(shù)功率損耗其形式都表現(xiàn)為控制器集成電路的散熱。因此，許多單片解決方案的驅(qū)動級由于并聯(lián)組合的關(guān)系都無法有效地驅(qū)動更高的門極充電。

為了解決該問題，業(yè)界近期提供了更多的高級 MOSFET 驅(qū)動器產(chǎn)品。許多新產(chǎn)品都包括大大高于單片解決方案所提供的驅(qū)動電流功能。驅(qū)動器集成電路放置得離 MOSFET 門越近，更高的驅(qū)動電流驅(qū)動并聯(lián) MOSFET 的效率就越高。除了驅(qū)動電流增大外，現(xiàn)在的許多高級 MOSFET 驅(qū)動器還采用先進(jìn)的技術(shù)以精確控制兩個(gè)開關(guān)之間的計(jì)時(shí)，就好像同步降壓應(yīng)用中所采用的那樣。

使用帶有獨(dú)立的 PWM 控制器的外部 MOSFET 驅(qū)動器，這有助于電源設(shè)計(jì)人員獲得必需的靈活性，能夠滿足上述低電壓、高電流電源轉(zhuǎn)換器對高性能門極驅(qū)動所提出的要求。由于現(xiàn)有的 PWM 控制器與驅(qū)動器品種豐富，因此采用上述方法所能實(shí)現(xiàn)的特性組合似乎無窮無盡。

隨著輸出電壓接近低于 1V 電平，電源控制集成電路制造商推出了包括適當(dāng)?shù)膬?nèi)部低電壓參考的產(chǎn)品，以適應(yīng)新情況的要求。但是，如果某位設(shè)計(jì)人員希望既采用高性能驅(qū)動器，又使用包括的內(nèi)部參考高于反饋電壓的 PWM，那該怎么辦呢？換言之，調(diào)節(jié)輸出電壓為 1V 的情況通常都需要 1V 或更低的參考電壓，由PWM 內(nèi)部誤差信號放大器的同相輸入提供。

應(yīng)用電路（見圖 1）提出了一種備用方法，可反饋低于 PWM 參考電壓的輸出電壓。正常情況下，輸出電壓高于誤差信號放大器的參考，因此 VOUT 與接地之間簡單的電阻分壓器會將調(diào)節(jié)電壓設(shè)置在 PWM 誤差信號放大器的同相輸入的水平上。但是，當(dāng) VOUT 低于誤差信號放大器參考電壓時(shí)，反饋電壓必須分壓，而不是下降。分壓意味著必須從另一個(gè)調(diào)節(jié)電壓源添加一些額外的電壓至反饋電壓。

圖 1：低電壓同步降壓反饋解決方案

UCC3803（同樣見圖 1）在集成電路的引腳八上提供 4V 的內(nèi)部電壓參考。此外，在 PWM 誤差信號放大器的同相輸入上的內(nèi)部電壓為 VREF/2，或 2V。通過 R1 反饋 100% 的 VOUT，再通過 R2 反饋一部分 VREF，可在引腳二上對 UCC3803 反饋節(jié)點(diǎn)應(yīng)用疊加的原理：

就圖 1 顯示的應(yīng)用電路而言，UCC3803 配置為電壓模式操作，因此可適當(dāng)選擇第三類補(bǔ)償方案。由于 R1 是控制環(huán)路補(bǔ)償?shù)囊徊糠?，因此必須先?jì)算出該值，然后根據(jù)以下方程式選出 R2 的值：

如果應(yīng)用中 PWM 控制器不向集成電路外部提供參考電壓，我們?nèi)钥蓱?yīng)用上述技術(shù)，但還需要從其它調(diào)節(jié)源添加圖 1 中 VREF 所提供的額外電壓。

是選擇采用帶有集成驅(qū)動級的單一集成電路 PWM 控制器，還是考慮采用帶有與 PWM 控制器分開的外部驅(qū)動器集成電路的雙芯片解決方案，有時(shí)很難說清楚。雙芯片解決方案可實(shí)現(xiàn)性能增強(qiáng)的優(yōu)勢，但也必須進(jìn)行認(rèn)真比較，因?yàn)樗鄬υ斐沙杀驹黾樱沂チ藛渭呻娐贩椒ǖ暮唵涡?。不過，當(dāng)?shù)碗妷?、高電流以及高頻電源轉(zhuǎn)換的最佳性能絕對必需時(shí)，我們選擇哪種 PWM 控制器也就不必受限于誤差信號放大器參考電壓了。