用Microchip智能傳感器方案構(gòu)建高性能的生物電信號(hào)采集系統(tǒng)前端模塊

　　引言

　　自1903年愛因多芬發(fā)明了心電圖儀，百年來隨著電子技術(shù)的飛速發(fā)展，人們開發(fā)了大量行之有效的方法來采集和分析心電（ECG），腦電（EEG），肌電（EMG），胃電（EGG）等人體生物電信號(hào)，為醫(yī)生的診斷提供了大量有意義的參考數(shù)據(jù)。

　　在這些生物電信號(hào)采集分析系統(tǒng)中，信號(hào)的隔離設(shè)計(jì)必不可少，它一方面能夠防止被測人員觸電[1]。另一方面切斷了系統(tǒng)前后端的電氣連接，降低電磁干擾對(duì)信號(hào)的影響[1][3]。但是目前的生物信號(hào)系統(tǒng)中往往采用成本高，耗電多，體積大的傳統(tǒng)的模擬隔離的方法，造成相關(guān)儀器成本高，無法便攜化和家用化。

　　本文闡述了一種用Microchip智能傳感器解決方案，將具有信號(hào)處理能力和模擬功能的DSC器件放在隔離前端的模塊內(nèi)，在模塊內(nèi)的隔離系統(tǒng)之前對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行數(shù)字處理（包括采樣和濾波處理），變傳統(tǒng)的隔離模擬信號(hào)為隔離數(shù)字信號(hào)的方法。這種方法具有以下優(yōu)勢：

　　1、 隔離電路不再傳遞容易失真的模擬信號(hào)，改為傳遞抗噪性能較強(qiáng)的數(shù)字信號(hào)，且縮短了模擬信號(hào)傳遞的路徑，可以大大提高生物電信號(hào)采集系統(tǒng)的信噪比。

　　2、 由于將具有數(shù)字信號(hào)處理能力的器件放在隔離前端，系統(tǒng)用過采樣和數(shù)字濾波的方法取代模擬低通濾波器和工頻陷波器，降低了電路的復(fù)雜程度、功耗和成本。

　　3、 在多路采集系統(tǒng)中傳統(tǒng)方法需要和信號(hào)路數(shù)相同的模擬隔離電路，而采用智能傳感器方案則只需一個(gè)數(shù)字隔離通道。成倍的降低了功耗和成本。

　　4、 采用數(shù)字隔離電路，降低所需電壓和電流，實(shí)現(xiàn)便攜化并降低了成本。

　　5、 無需主計(jì)算機(jī)系統(tǒng)干預(yù)信號(hào)的采樣和濾波過程，分擔(dān)了中央處理器的工作負(fù)擔(dān)，降低了軟件開發(fā)的總體難度。

　　6、 數(shù)字隔離方法省去了過去系統(tǒng)人工挑選配對(duì)光耦和調(diào)整工作點(diǎn)的過程，節(jié)約了大量的人力，適于批量生產(chǎn)。

　　傳統(tǒng)設(shè)計(jì)方法

　　傳統(tǒng)生物電信號(hào)采集系統(tǒng)一般具有如圖1所示的結(jié)構(gòu)。

圖1 傳統(tǒng)生物電信號(hào)采集系統(tǒng)框圖

　　其中的模擬隔離放大器通常采用圖2所示電路，由普通數(shù)字光耦構(gòu)成。

圖2利用兩只光耦的一致性構(gòu)成的模擬隔離放大器

　　光耦VT1和VT2是經(jīng)過人工挑選，電流傳輸比一致性較好的普通光耦。這樣生產(chǎn)者不但需用人工從一批光耦中尋找電流傳輸比接近的兩只配對(duì)使用。另外，由于很難找到兩只電流傳輸比在整個(gè)工作范圍都相等的普通光耦，不一樣的電流傳輸比，將帶來信號(hào)協(xié)波失真。該方法還需要高達(dá)正負(fù)10V以上的電源電壓為模擬電路供電，極不利于產(chǎn)品向低電壓，低功耗和電池供電的便攜化方向發(fā)展。

　　如果采用各大公司生產(chǎn)的集成模擬隔離放大器（如AD20，ISO124[1] [4]）能夠有效降低信號(hào)的協(xié)波失真。但由于這類器件往往采用高頻調(diào)制的方法實(shí)現(xiàn)隔離，內(nèi)部結(jié)構(gòu)復(fù)雜，成本很高，且需要較高的正負(fù)雙電源電壓供電，增大了系統(tǒng)的總功耗；另外為了防止高頻調(diào)制信號(hào)造成結(jié)果的混疊現(xiàn)象，必須在這類隔離放大器之后增加模擬有源低通濾波器濾波。

　　綜上，開發(fā)一種能夠同時(shí)解決失真度和功耗問題的隔離方法是下一代的便攜式生物電信號(hào)儀器的必然要求。

　　基于數(shù)字隔離的生物電信號(hào)采集模塊

　　總體設(shè)計(jì)思路

　　本文提出圖3所示的，采用隔離數(shù)字信號(hào)的方法代替隔離模擬信號(hào)的方法。將具有模數(shù)轉(zhuǎn)換功能和數(shù)字信號(hào)處理能力的DSC放到隔離前端，直接對(duì)模擬信號(hào)采樣和進(jìn)行數(shù)字濾波，再傳遞經(jīng)過處理的數(shù)字信號(hào)的方法。

圖3 基于DSC和數(shù)字隔離的新型生物電信號(hào)采集系統(tǒng)

　　圖3所示的系統(tǒng)在降低隔離電路失真度的前提下大幅度的降低了總功耗和生產(chǎn)成本，原因在于：省去了復(fù)雜的模擬隔離電路，可以使用3V的單電源供電；整個(gè)數(shù)字隔離電路不存在電路工作點(diǎn)的調(diào)整和穩(wěn)定問題，降低了靜態(tài)工作電流，提高了溫度穩(wěn)定性；利用DSC的高運(yùn)算速度和采樣率，實(shí)現(xiàn)過采樣和數(shù)字濾波，取代模擬低通濾波器和工頻陷波器，進(jìn)一步降低電路的復(fù)雜程度和功耗；所有器件可以直接使用，省去了挑選配對(duì)光耦和工作點(diǎn)的調(diào)整過程，節(jié)約了大量的人力，適于批量生產(chǎn)。

　　另外，在實(shí)際電路中，往往需要多路同時(shí)采集（一般心電信號(hào)需要3－12路，肌電信號(hào)需要4路信號(hào)同時(shí)采集）。如果使用傳統(tǒng)的隔離模擬信號(hào)的方法，隔離通道數(shù)必須和信號(hào)路數(shù)相同；而本文提出的數(shù)字隔離方法，只需將數(shù)字通訊的帶寬平均分頻給每個(gè)通道，這樣只要一套DSC和數(shù)字隔離電路就可以同時(shí)完成多個(gè)通道的數(shù)據(jù)隔離和傳輸任務(wù)。

　　數(shù)字濾波器的實(shí)現(xiàn)　

　　抗混疊的低通濾波器，用無限沖擊響應(yīng)濾波器實(shí)現(xiàn)。

　　對(duì)于工頻干擾的噪聲，需要用工頻陷波器來去除。為了提高濾波器對(duì)噪聲耦合通道變化的適應(yīng)能力，由自適應(yīng)濾波器構(gòu)成工頻陷波器。自適應(yīng)濾波器和噪聲耦合通路之間的拓?fù)浣Y(jié)果如圖4所示。

圖4 自適應(yīng)濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　構(gòu)造出相位相差，頻率分別為50、100、150Hz的六個(gè)“假想噪聲”，然后在濾波過程中不斷調(diào)整權(quán)值向量W，進(jìn)而從有用信號(hào)和噪聲的疊加信號(hào)T中得出和“假想噪聲”最大線性相關(guān)的時(shí)間序列a，從模擬放大器的混合輸出信號(hào)T中減去和“假想噪聲”線性相關(guān)的序列a，就得到了和a不相關(guān)的誤差序列e，這個(gè)序列就是所需的陷波結(jié)果。

　　效果比較

　　功耗的比較

　　根據(jù)實(shí)測，使用圖2所示電路時(shí)，電源為正負(fù)12V，靜態(tài)電流約為36.5mA，實(shí)際功耗為0.876W。使用集成模擬隔離放大器ISO124時(shí)，需使用正負(fù)5V電源，根據(jù)實(shí)測，這部分電路的實(shí)際靜態(tài)電流約為25.8mA，實(shí)際功耗為0.258W。

　　本文所述方法，電路可以用3V的單電源供電，且省去模擬低通濾波器和工頻陷波器。使用運(yùn)行速度為8MIPS的dsPIC30F3012和數(shù)字隔離器ADuM2401來實(shí)現(xiàn)隔離。根據(jù)實(shí)測，這部分電路的電流為29.6mA，實(shí)際功耗為88.8mW。僅為第一種方法的約1/10，第二種方法的約1/3。以上功耗的計(jì)算方法還沒有考慮多路信號(hào)同時(shí)采集的情況。根據(jù)上面的分析，對(duì)于一個(gè)四路同時(shí)采集的心電信號(hào)放大器而言，新方法的耗電量將僅是第一種方法的1/40，第二種方法的1/12。

　　信號(hào)失真度的比較

　　用峰峰值為0.5mV、頻率為170Hz的正弦信號(hào)作為衡量上述幾種隔離電路失真性能的標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)（該信號(hào)由臺(tái)灣INSTEK 公司型號(hào)為GFG-3015的信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生，初始峰峰值為1V，通過電阻分壓產(chǎn)生所需幅值的信號(hào)）。標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)通過增益為1000的心電信號(hào)放大電路放大到1V，分別通過上述三種隔離電路隔離后，進(jìn)行采集和存儲(chǔ)。采樣率都為4096Hz，采樣長度為4096（即1S內(nèi)的信號(hào)），其中使用模擬隔離的兩種傳統(tǒng)方法在隔離后用MAX197進(jìn)行量化，該轉(zhuǎn)換器的信噪比為70dB，能夠完成量化任務(wù)而不造成附加失真；新方法則直接使dsPIC30F3012片內(nèi)集成的12位模數(shù)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行量化。量化結(jié)果加Blackman窗后進(jìn)行FFT和歸一化處理得到圖5所示的結(jié)果。

圖5 使用不同隔離方法傳輸正弦信號(hào)的頻譜特性

　　從圖5中可以發(fā)現(xiàn)，上述數(shù)字隔離電路和采用集成隔離放大器ISO122的隔離電路得到的協(xié)波失真和信噪比基本相同，說明這兩種隔離方法對(duì)信號(hào)的信噪比影響較小。而采用普通光耦隔離的正弦信號(hào)的協(xié)波失真卻高于另外兩種方法，其中最壞協(xié)波失真在3次協(xié)波頻率，僅為-30dB左右。分析其原因，主要是兩只光耦的性能不一致造成的。另外由于它們分別在工作點(diǎn)上下兩邊的對(duì)稱性也不佳造成3次協(xié)波失真大于2次協(xié)波失真的現(xiàn)象。

　　電路板面積的比較

　　對(duì)于便攜式系統(tǒng)，電路板面積是一個(gè)非常重要的因素。經(jīng)過實(shí)際測試，數(shù)字隔離電路所需電路板的大小僅為模擬隔離電路的一半以下。

　　結(jié)語

　　本文用Microchip公司的DSC平臺(tái)的傳感器方案設(shè)計(jì)了一個(gè)生物電信號(hào)采集系統(tǒng)前端模塊。在提高信噪比的同時(shí)降低了系統(tǒng)功耗、成本、體積，且在生產(chǎn)過程中無需人工校調(diào)，適合大規(guī)模工業(yè)生產(chǎn)。實(shí)用性和經(jīng)濟(jì)性強(qiáng)，能夠推進(jìn)生物電信號(hào)系統(tǒng)的便攜化。

　　參考文獻(xiàn)：

　　[1] 楊玉星. 生物醫(yī)學(xué)傳感器與檢測技術(shù)[M]. 北京：化學(xué)工業(yè)出版社，2005,1～39

　　[2] 湯曉芙. 神經(jīng)病學(xué) 第2卷 神經(jīng)系統(tǒng)臨床電生理學(xué) 肌電圖學(xué)及其他[M]. 北京：人民軍醫(yī)出版社，2002,1～55

　　[3] TI Corporation. Biophysical Monitoring: Electrocardiogram (ECG) Front End [EB]. http://focus.ti.com/docs/apps 2004

　　[4] TI Corporation, Precision Isolation Amplifier ISO124 Data Sheet [EB]. http://www.ti.com. 2005.

　　[5] Microchip Corporation. dsPIC30F3012 High PeRFormance Digital Signal Controllers Data Sheet [EB]. http://www.microchip.com. 2004.

　　[6] Microchip Corporation. 2.5V 至5.5V 微功耗CMOS 運(yùn)算放大器 數(shù)據(jù)手冊 [EB]. http://www.microchip.com. 2006.

　　[7] ADI Corporation. Quad-Channel Digital Isolators ADuM2400/ADuM2401/ADuM2402  Data Sheet [EB]. http://www.analog.com. 2007.