七步設(shè)計(jì)反激式變換器

在當(dāng)今眾多的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，反激式拓?fù)涫亲畛Ｓ玫囊环N。盡管很簡(jiǎn)單，但這種變換器設(shè)計(jì)卻賦予很多應(yīng)用巨大的優(yōu)勢(shì)。近年來(lái)，很多更新、更復(fù)雜的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不斷出現(xiàn)，但反激式變換器設(shè)計(jì)仍然很流行。

這種開(kāi)關(guān)模式電源變換器在中低功率范圍（約 2W 至 100W）內(nèi)提供了極具競(jìng)爭(zhēng)力的尺寸、成本與效率比。反激式變換器的操作基于耦合電感器，它實(shí)現(xiàn)了電源轉(zhuǎn)換，同時(shí)還可以隔離變換器的輸入和輸出。耦合電感器還支持多個(gè)輸出，這使反激式變換器成為多種應(yīng)用的理想選擇。

反激式變換器的基本組成元件與大多數(shù)其他開(kāi)關(guān)變換器拓?fù)湎嗤?，唯一的不同是它采用了耦合電感器，它將變換器的輸入與輸出隔離（見(jiàn)圖 1）。

圖1: 反激式變換器原理圖

反激式變換器有兩個(gè)信號(hào)半周期： tON and tOFF,它們以MOSFET的開(kāi)關(guān)狀態(tài)命名并受其控制。

在tON期間，MOSFET處于導(dǎo)通狀態(tài)，電流從輸入端流經(jīng)原邊電感器并對(duì)耦合電感器進(jìn)行線性充電。在tOFF期間, MOSFET處于關(guān)斷狀態(tài)，耦合電感器開(kāi)始通過(guò)二極管去磁。來(lái)自電感器的電流為輸出電容器充電并為負(fù)載供電。

設(shè)計(jì)一個(gè)反激式變換器需要做出許多重要的設(shè)計(jì)決策與權(quán)衡。下面我們將介紹一個(gè)簡(jiǎn)單的反激式變換器設(shè)計(jì)過(guò)程中的每個(gè)步驟。圖2顯示了我們將遵循的設(shè)計(jì)流程。

圖2: 反激式變換器設(shè)計(jì)流程

設(shè)計(jì)輸入或由最終應(yīng)用確定，或由設(shè)計(jì)人員來(lái)選擇。這些參數(shù)包括但不限于：輸入和輸出電壓、功率、紋波系數(shù)和操作模式。表1羅列了本文所討論電路的設(shè)計(jì)輸入。

表1: 設(shè)計(jì)輸入總結(jié)

非連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM)具有較高的穩(wěn)定性和效率，我們?yōu)榇藨?yīng)用選擇了該模式。這意味著該解決方案的紋波系數(shù)為1。

其最大占空比固定為50%，以最大限度地減少應(yīng)力并均衡利用MOSFET和二極管。開(kāi)關(guān)頻率則選擇為160kHz。

為使計(jì)算更加實(shí)際，變換器的估算效率也被定義。盡管該估值相對(duì)較低（約80%），但卻是低功率反激式變換器的常見(jiàn)效率值。

根據(jù)所有這些輸入，設(shè)計(jì)人員必須選擇滿足所有初始要求的控制器IC。本例采用了MPS的MP6004。MP6004是一款僅支持DCM模式的反激式控制器。它還提供原邊調(diào)節(jié)功能，可減少外部組件的數(shù)量。

第一個(gè)設(shè)計(jì)計(jì)算用于找到最大原邊電感值。有許多不同的設(shè)計(jì)方法可以用于計(jì)算該值，但本例中的變換器始終運(yùn)行在DCM模式，因此我們采用如下的公式 (1)來(lái)計(jì)算原邊電感值(LP):

LP=η×DMAX2×VIN_MAX22×fSW×KFR×PO=0.8×0.52×3622×160×103×1×12≈53μHLP=η×DMAX2×VIN_MAX22×fSW×KFR×PO=0.8×0.52×3622×160×103×1×12≈53μH

最壞情況發(fā)生在變換器以最小輸入電壓（VIN）和最大占空比（D）且全功率工作時(shí)。將設(shè)計(jì)輸入代入公式（1） ，可以得到最大電感器限值為53μH。

接下來(lái)計(jì)算所需的匝數(shù)比 (nS1)。我們?nèi)允褂米钚IN和最大D以得到最壞情況下的值，同時(shí)增加二極管的正向壓降以使計(jì)算更加精確。用等式(2)來(lái)估算nS1：

nS1=VIN_MIX×DMAX(1?DMAX)×(VO+VD)=36×0.5(1?0.5)×(12+0.7)≈2.5nS1=VIN_MIX×DMAX(1?DMAX)×(VO+VD)=36×0.5(1?0.5)×(12+0.7)≈2.5

下一步是為應(yīng)用選擇合適的MOSFET。為此，我們需要計(jì)算開(kāi)關(guān)必須承受的最大電流和電壓。首先利用公式 (3) 來(lái)計(jì)算最大電壓：

VDS_MAX=VIN_MAX+DMAX×VIN_MIN1?DMAX=78+0.5×321?0.5=120V+20% safety margin=144VVDS_MAX=VIN_MAX+DMAX×VIN_MIN1?DMAX=78+0.5×321?0.5=120V+20% safety margin=144V

注意， VDS_MAX上增加了20%的安全裕度，以確保變換器的安全運(yùn)行。然后我們利用公式 (4) 來(lái)估算最大電流：

IP_PK=PINDMAX×VIN_MIN+DMAX×VIN_MIN2×fSW×LP_MAX=12×10.80.5×32+0.5×322×160×103×53×10?6=1.88AIP_PK=PINDMAX×VIN_MIN+DMAX×VIN_MIN2×fSW×LP_MAX=12×10.80.5×32+0.5×322×160×103×53×10?6=1.88A

查看MP6004控制器規(guī)格，可以知道MOSFET的VDS_MAX 為180V，最大電流為3A。這意味著該控制器IC可以在此應(yīng)用中安全使用。

該步驟用于評(píng)估整流二極管。與MOSFET一樣，其目的是確保整流二極管能夠處理它可能遇到的最大電壓和電流。 首先利用公式（5）來(lái)計(jì)算二極管能承受的最大電壓：

VD1_PK=VOUT+VIN_MAXn=12+782.5=43.2V+40% safety margin=60.5VVD1_PK=VOUT+VIN_MAXn=12+782.5=43.2V+40% safety margin=60.5V

通過(guò)增加40%的安全裕度，得到最大反向電壓為60.5V。

我們用一個(gè)估值來(lái)確定輸出電容的值，即忽略電路的二階方面，如寄生分量和輸出串?dāng)_。利用公式 (6) 來(lái)估算電容的電壓值：

VC=1C×∫TSW0IC(t)dt=1C×∫DTSW0IC(t)dt=1C×∫DTSW0?IO(t)dt=1C×[IO×t]D TSW0VC=1C×∫0TSWIC(t)dt=1C×∫0DTSWIC(t)dt=1C×∫0DTSW?IO(t)dt=1C×[IO×t]0D TSW

請(qǐng)注意，如果該公式用于tON,則可以大大簡(jiǎn)化。利用公式 (7) 計(jì)算輸出電壓紋波：

ΔVO=D×IOfSW×CΔVO=D×IOfSW×C

接下來(lái)，選擇一個(gè)電容值以得出最佳紋波電壓。本例使用了一個(gè)250μF的電容器，其輸出電壓紋波為12.5mV。

下一步是變壓器的設(shè)計(jì)。變壓器選型需要做出許多設(shè)計(jì)決策，例如磁芯材料和磁芯形狀的選擇。每種選擇都有其特定的優(yōu)勢(shì)，在本例中，我們選用了常見(jiàn)的雙E形鐵氧體磁芯（見(jiàn)圖3）。

圖 3：變壓器雙E型磁芯和變壓器主要構(gòu)成

用于計(jì)算變壓器面積的方法稱為AP法。它將變壓器的總面積定義為繞組窗口面積與磁芯橫截面面積的乘積，所有變壓器的磁通量都匯集于這些位置（見(jiàn)圖 4）。

圖4: AP法涉及的區(qū)域

變壓器面積可以用公式 (8) 來(lái)估算：

AP=AE×AW[mm4]AP=AE×AW[mm4]

現(xiàn)在，我們已定義了方法和設(shè)計(jì)參數(shù)，然后就可以通過(guò)一組快速計(jì)算來(lái)設(shè)計(jì)變壓器。

首先，用公式 (9) 計(jì)算最小變壓器面積：

AP=(LP×IPMAX×IPRMSBMAX×0.0085)43×10000=(53μH×1.88A×0.77ARMS0.2×0.0085)43×10000≈163mm4AP=(LP×IPMAX×IPRMSBMAX×0.0085)43×10000=(53μH×1.88A×0.77ARMS0.2×0.0085)43×10000≈163mm4

BMAX通常是已確定的輸入?yún)?shù)；對(duì)于鐵氧體磁芯，一般在0.2T到0.3T之間。使用AP 法，最后可以選擇一個(gè)EE13磁芯和一個(gè)最小長(zhǎng)度為0.28mm的變壓器骨架。

然后計(jì)算適合這個(gè)變壓器的最大原邊匝數(shù)和副邊匝數(shù)，并保證符合等式 (2)中計(jì)算出的匝數(shù)比。用公式 (10) 計(jì)算原邊匝數(shù)：

NP=LM×IPK_MAX×106BMAX×AE=53μH×1.88A×1060.2×20.1mm4≈25NP=LM×IPK_MAX×106BMAX×AE=53μH×1.88A×1060.2×20.1mm4≈25

用公式 (11) 估算副邊匝數(shù)：

NS=NP2.5=10NS=NP2.5=10

輔助繞組匝數(shù)與副邊輸出匝數(shù)的計(jì)算方法相同，最后得到 NAUX = 5.

設(shè)計(jì)流程的最后一步是找到合適的緩沖器值。緩沖電路有助于減輕開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓尖峰，這些尖峰是由于變壓器漏電感和電路中雜散電容之間的振鈴而導(dǎo)致。如果沒(méi)有緩沖器，電壓尖峰會(huì)增大噪聲，甚至?xí)?dǎo)致MOSFET擊穿。圖5顯示了帶緩沖電路的反激式變換器。

圖 5：帶輸入緩沖電路的反激式變換器

緩沖器的設(shè)計(jì)過(guò)程包括三個(gè)階段。首先，預(yù)估漏電感約為原邊電感的2%；其次，設(shè)置最大緩沖器電容電壓紋波為 10%；最后就可以估算出緩沖器組件的值。

用公式 (12) 計(jì)算最大電容器電壓：

VC(MAX)=VDS(MAX)×0.1+DMAX1?DMAX×VIN(MIN)=144V×0.1+0.51?0.5×32V=46.4VVC(MAX)=VDS(MAX)×0.1+DMAX1?DMAX×VIN(MIN)=144V×0.1+0.51?0.5×32V=46.4V

用公式 (13) 估算緩沖器電阻中的功率：

PRSNUBBER=I2P(PEAK)×LLEAK×fSW2=(1.88A)2×1.06μH×160kHz2=0.3WPRSNUBBER=IP(PEAK)2×LLEAK×fSW2=(1.88A)2×1.06μH×160kHz2=0.3W

以功率作為一個(gè)限制參數(shù)，并使用公式(14)來(lái)計(jì)算緩沖器的電阻值：

RSNUBBER=(VC(MAX))2PRSNUBBER=(46.4V)20.3W=7.18kΩRSNUBBER=(VC(MAX))2PRSNUBBER=(46.4V)20.3W=7.18kΩ

用公式 (15) 估算緩沖器的電容器值：

CSNUBBER=1ΔVC×RSNUBBER×fSW=14.64V×7.18kΩ×160kHz=187pFCSNUBBER=1ΔVC×RSNUBBER×fSW=14.64V×7.18kΩ×160kHz=187pF

最后，利用公式(16)來(lái)計(jì)算緩沖器二極管兩端的最大電壓：

VDSNUBBER(PEAK)≈1.2×VDS(MAX)=1.2×144V=173VVDSNUBBER(PEAK)≈1.2×VDS(MAX)=1.2×144V=173V

在計(jì)算出變換器的所有組件值后，MP6004穩(wěn)壓器就可以與其外部組件配對(duì)，構(gòu)建出一個(gè)全功能反激式DC/DC變換器。

注意，該電路包括了前面已提到的元件，如原邊電感器(LP),輔助電感器 (LP2),輸出電容器（由C2A, C2B, 和 C2C并聯(lián)組成，以提高頻率響應(yīng)）,整流二極管(D1), 和緩沖電路。

圖6顯示了電路的最終設(shè)計(jì)以及新的組件，例如MP6004原邊控制器。該控制器包含MOSFET開(kāi)關(guān)及其所有相關(guān)電路，還包括一些用于噪聲過(guò)濾的附加組件。

圖6: 最終設(shè)計(jì)電路原理圖

本文采用MPS的MP6004演示了如何通過(guò)八個(gè)簡(jiǎn)單的步驟設(shè)計(jì)一個(gè)反激式變換器。盡管在設(shè)計(jì)準(zhǔn)備好實(shí)施之前還有很多因素需要考慮，例如通過(guò)EMC 測(cè)試、控制回路設(shè)計(jì)和元件選型，但建立一個(gè)清晰的計(jì)算和選型方法非常重要。

許多設(shè)計(jì)決策都將對(duì)系統(tǒng)的整體行為產(chǎn)生重大影響，因此建立輸入設(shè)計(jì)參數(shù)是關(guān)鍵的第一步。這些參數(shù)設(shè)置了變換器設(shè)計(jì)的約束條件，其余步驟都將根據(jù)這些規(guī)格來(lái)選擇值。