UHF平衡功率放大器的設(shè)計與實現(xiàn)

隨著860 MHz～960 MHz（UHF）頻段遠距離射頻識別（RFID）技術(shù)的快速發(fā)展，UHF頻段讀卡器在高速公路自動收費、停車場管理等領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用。UHF頻段讀卡器的一個最大優(yōu)點是讀卡距離遠。此處的卡為無源卡，需要接收讀卡器的發(fā)射功率作為能量，獲得能量才能正常工作從而把卡號發(fā)給讀卡器。因此影響讀卡器讀卡距離遠近的重要因素是發(fā)射功率的大小。讀卡器一般工作在跳頻模式，即在一定的時間內(nèi)載波頻率以250 kHz為間隔從902 MHz跳到928 MHz。在這種工作模式下，要求讀卡器的末級功率放大器帶內(nèi)增益波動必須小。如果功率放大器的帶內(nèi)增益平坦度很差，則在某些頻點上輸出功率較小，這樣就會導(dǎo)致在這些頻點上讀卡器有可能讀不到卡或讀卡距離很近，以致讀卡器的讀卡距離性能受到嚴(yán)重影響。所以讀卡器末級功率放大器設(shè)計的主要目標(biāo)就是在工作頻帶內(nèi)實現(xiàn)平坦的功率增益，同時為了便于前級和后級電路的獨立設(shè)計也要求具有較好的輸入、輸出駐波比。就目前來說，有補償匹配、負(fù)反饋電路和平衡放大3種技術(shù)可以實現(xiàn)頻帶內(nèi)平坦的功率增益。補償匹配電路技術(shù)是通過在放大電路中設(shè)計失配的輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，來補償射頻晶體管正向電壓傳輸系數(shù)| S21 |隨頻率的變化，從而實現(xiàn)頻帶范圍內(nèi)功率增益的平坦。在使用頻率補償網(wǎng)絡(luò)時，由于在一些頻段匹配電路處于阻抗失配狀態(tài)，會導(dǎo)致放大電路的輸入或者輸出端口的駐波系數(shù)VSWR的增加，不利于前級和后級電路的設(shè)計。負(fù)反饋電路技術(shù)雖然可以在整個頻帶內(nèi)獲得平坦的功率增益并且還可以降低輸入和輸出駐波系數(shù)，但是會增大放大電路的噪聲系數(shù)而且還會使放大電路的功率增益大幅度降低［1］。與前2種技術(shù)相比，平衡放大技術(shù)的優(yōu)點是：可以獨立設(shè)計射頻放大電路；獲得平坦的功率增益和噪聲系數(shù)；不必過多地考慮輸入和輸出端口的阻抗失配問題；具有更高的穩(wěn)定性和可靠性；容易實現(xiàn)級聯(lián)工作并且具有2倍于單個放大電路的功率輸出［2］。

　　1 平衡放大器工作原理

　　平衡放大電路采用2個3 dB混合耦合器和2個射頻放大芯片構(gòu)成對稱電路，通過隔離入射信號和反射信號，從而實現(xiàn)頻帶范圍內(nèi)功率增益的平坦和降低輸入、輸出端口的駐波比，電路結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示［3］。

　　因為平衡放大電路中包含了3 dB耦合器，所以有必要先分析一下3 dB耦合器的傳輸特性。參考圖1來描述3 dB耦合器的傳輸特性：（1）如果射頻信號從1端口輸入其他端口連接匹配負(fù)載，則1端口入射的射頻信號的功率被平均分配到2端口和3端口輸出并且輸出信號的相位在2端口相對于3端口超前П/2，在4端口由于信號抵消而沒有功率輸出；（2）如果2端口和3端口輸入相同幅度的射頻信號，并且在相位上2端口的射頻信號超前3端口射頻信號П/2，則射頻功率在4端口輸出并且功率為輸入功率之和，在1端口由于信號抵消沒有功率輸出。

　　根據(jù)上述3 dB分支耦合器的傳輸特性，1端口入射的射頻信號經(jīng)過3 dB耦合器后，被平均分配到2個放大器芯片T1和T2的輸入端口，其中2端口的射頻信號超前3端口П/2。假設(shè)2個放大電路的特性完全一致，則放大器芯片T1和T2反射的射頻信號幅度相同，反射信號將進入3 dB分支耦合器。由于反射信號在2端口的相位超前3端口П/2，按照3 dB分支耦合器的特性，合成功率在4端口輸出被50 Ω的匹配電阻吸收，而在1端口則沒有輸出。因此，即使2個放大電路在輸入端產(chǎn)生很大的反射，在平衡放大電路的射頻輸入端可以沒有射頻信號的反射，實現(xiàn)很低的輸入駐波系數(shù)。同理，經(jīng)過放大電路后的輸出信號會在放大電路的輸出端口合成，而反射信號則被50 Ω的匹配電阻吸收，可以大幅度降低放大電路的輸出駐波系數(shù)。

　　2 放大器設(shè)計及優(yōu)化

　　2.1 設(shè)計指標(biāo)

　　頻率范圍：902 MHz～928 MHz；輸入功率：19 dBm；輸出功率：32 dBm；增益：13 dB；增益平坦度≤±0.5 dB；二次諧波分量≤-30 dBc；輸入、輸出駐波比≤1.5。

　　2.2 器件的選擇

　　平衡功率放大器的設(shè)計需要2個3 dB正交耦合器和2個放大器芯片，由于電路結(jié)構(gòu)完全對稱，所以上下2個放大器芯片完全相同。3 dB正交耦合器的選擇主要考慮其輸入、輸出駐波比。放大器芯片的選擇主要考慮其1 dB增益壓縮點。本設(shè)計選擇了Anaren公司的3 dB正交耦合器XC0900A-03。該耦合器工作頻段在811 MHz～1 000 MHz，駐波比都在1.5以下。放大器芯片為WJ公司的FP31QF，該放大器芯片的工作頻段為50 MHz～4 000 MHz，在915 MHz時1 dB壓縮點的輸出功率可達34 dBm。上述器件的特性指標(biāo)都滿足設(shè)計要求，因此這些器件可以很好地應(yīng)用在平衡功率放大器的設(shè)計中。

　　2.3 直流工作點的確定

　　在晶體管的技術(shù)參數(shù)中，半導(dǎo)體廠家通常會給出放大器芯片的直流工作電壓和電流。本設(shè)計的放大器芯片F(xiàn)P31QF采用技術(shù)參數(shù)給定的（Vds=9 V，Ids=450 mA）直流工作點來設(shè)計直流偏置電路。

　　2.4 直流偏置電路的設(shè)計

　　良好的直流偏置設(shè)計目標(biāo)是選擇適當(dāng)?shù)撵o態(tài)工作點，并在晶體管參數(shù)和溫度變化的范圍內(nèi)，保持靜態(tài)工作點的恒定［4］。本功放采取先對直流供電并聯(lián)不同值的濾波電容用以濾除供電電壓中不同頻率的紋波，再通過射頻扼流圈把直流電壓饋入放大器。射頻扼流圈對直流相當(dāng)于短路，對射頻信號相當(dāng)于開路防止射頻信號泄露。實際中用電感代替射頻扼流圈能夠起到相同的作用。

　　2.5 匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計

　　本文的輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)是根據(jù)數(shù)據(jù)手冊給定的器件S參數(shù)，按照小信號放大器的設(shè)計方法來設(shè)計的［5］。由于平衡功率放大器的結(jié)構(gòu)是完全對稱的，所以只需要對一個放大器芯片進行輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計。

　　整個放大器的源阻抗和負(fù)載阻抗均按50 Ω設(shè)計［6］。首先，設(shè)計放大器芯片的輸入匹配。根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊給定，工作頻率為1 000 MHz時放大器芯片S11=0.9∠-160.54參數(shù)，采用集總參數(shù)匹配中的T型匹配網(wǎng)絡(luò)利用Smith圓圖把放大器芯片的S11匹配到50 Ω。其次，設(shè)計放大器芯片的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。根據(jù)數(shù)據(jù)手冊給定，工作頻率1 000 MHz時第二階放大器S22=0.49∠-162.14參數(shù)。采用集總參數(shù)匹配中的L型匹配網(wǎng)絡(luò)利用Smith圓圖把S22匹配到圓圖的中心。L型匹配網(wǎng)絡(luò)中的串聯(lián)電容直接放在放大器芯片輸出端，既起到隔直作用，又起到匹配作用。整個放大器的匹配網(wǎng)絡(luò)都是根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊提供的工作頻率在1 000 MHz時的S參數(shù)設(shè)計的，而放大器的實際中心工作頻率為915 MHz。之后會通過仿真優(yōu)化消除匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計所帶來的誤差。

　　2.6 仿真優(yōu)化

　　選擇器件的S參數(shù)模型，采用Agilent公司的仿真軟件ADS2008對設(shè)計完成的整個平衡功率放大器進行仿真優(yōu)化。優(yōu)化目標(biāo)設(shè)在902 MHz～928 MHz頻段內(nèi)，放大器的增益平坦度≤±0.5 dB；輸入、輸出駐波比≤1.5。仿真優(yōu)化結(jié)果如圖2、圖3所示。