基于UC3638的PWM控制器在TEC溫控中的應(yīng)用

0 引言
半導(dǎo)體熱電致冷器(Thermo-E1ectric Cooler，簡稱TEC)具有體積小、無噪音、無污染等特點。廣泛應(yīng)用于航天、軍事、光電、機電、醫(yī)療、汽車、通訊等領(lǐng)域。在某類儀器研制過程中，需要對金屬塊迅速加熱制冷和恒溫，進行熱循環(huán)工藝控制，TEC能很好滿足這種要求。TEC依靠熱交換，從一面吸熱另一面放熱實現(xiàn)加熱制冷。因TEC電功率幾乎全部轉(zhuǎn)化為熱能QF=UI，僅在TEC吸熱面熱交換量QJ大于發(fā)熱量QF／2(假定電功率產(chǎn)生的熱量在兩面平均分配)時，且當放熱面有效散熱時，TEC吸熱面才能制冷(吸熱面吸熱量QIN=QJ一QF／2，放熱面散熱量QOUT=QJ+QF／2)。TEC吸熱面或放熱面由TEC電流(TEC可看作是一個非線性電阻負載，電流方向隨電壓方向改變)方向決定。吸熱量同時受溫差和電流大小的影響；且在同一電壓為獲得不同溫差和吸熱量，電流變化很大。因此用TEC加熱制冷，控制電流比電壓好；由于要調(diào)節(jié)電流大小和方向，故把它稱為雙極性電流控制。為實現(xiàn)熱循環(huán)工藝控制特性，有必要設(shè)計TEC驅(qū)動控制器。

1 TEC溫控驅(qū)動方案確定
溫控對象形狀多樣，受熱應(yīng)力影響TEC不能做得過大，所以在很多情況下須用多塊TEC。TEC電氣連接方式有串聯(lián)、并聯(lián)和串并聯(lián)。并聯(lián)使用由于布線較為困難，且驅(qū)動時導(dǎo)通損耗大，所以根據(jù)器件容量及溫控對象等因素，我們選用串聯(lián)和串并聯(lián)的連接方式。現(xiàn)有TEC模擬控制lC及電路雖在某個溫度點控溫精度很高，但主要針對小功率應(yīng)用，工作電壓較低，不適合大功率下快速變溫，芯片價格較昂貴。而用微控制器全數(shù)字控制方式產(chǎn)生PWM，因PWM頻率低不利于系統(tǒng)小型化。UC3638是TI公司的增強型電機控制IC，可構(gòu)成高性能直流電機PWM驅(qū)動電路。它具有差分電流放大器，與誤差放大器配合可構(gòu)成平均電流反饋，所以，還可用于單極性或雙極性可調(diào)電流的場合。采用直流穩(wěn)壓電源，經(jīng)UC3638驅(qū)動全橋可獲得雙極性電流，構(gòu)成TEC驅(qū)動簡單易行(當然也可設(shè)計OV起調(diào)直流穩(wěn)流電源，再經(jīng)固態(tài)繼電器構(gòu)成全橋改變電流方向，但設(shè)計更復(fù)雜，不利于在研制初期快速構(gòu)建系統(tǒng)，以對整個儀器做出評估)。適當增加運放，UC3638即可構(gòu)成具有直接電流給定和溫度給定(再經(jīng)模擬PID生成電流給定信號)兩種控制方式，且不需微控制器干預(yù)。TEC溫控系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。由PC機送出溫度點并控制時間，再由89C52完成溫度的實時監(jiān)控和溫度上傳及數(shù)字控制(可選溫度給定或直接電流給定)，經(jīng)D／A轉(zhuǎn)換，再通過模擬PID或直接送到模擬隔離放大器；最后由UC3638構(gòu)成的雙極性電流控制器起內(nèi)環(huán)電流調(diào)節(jié)的作用，驅(qū)動TEC，對溫控對象進行加熱制冷。對象的溫度由溫度傳感器檢測，經(jīng)信號調(diào)理放大，一方面送至模擬PID溫度調(diào)節(jié)，另外經(jīng)A／D轉(zhuǎn)換成數(shù)字量，供89C52完成數(shù)字溫度控制。

2 UC3638芯片介紹
UC3638增強型直流電機PWM控制器，適用于各類直流電機PWM驅(qū)動控制，還可用來設(shè)計需要單向或雙向電流驅(qū)動的功率放大器，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖2所示。它包含有模擬信號誤差放大器和PWM調(diào)制器；根據(jù)誤差放大輸入信號的極性和大小，PWM調(diào)制器輸出兩路不同極性和寬度的脈沖串。因此，它可用于雙向調(diào)速系統(tǒng)和其他需要單極性或雙極性可調(diào)電壓或電流的場合。由于改進了電路設(shè)計和提高了集成度，UC3638減少了許多外圍電路元件。它還有以下特點：電路速度有了顯著提高，內(nèi)部有可編程高頻三角波發(fā)生器，高轉(zhuǎn)換速率誤差放大器，高速PWM比較器，PWM開關(guān)頻率可達500kHz。增加的5倍固定增益差分電流放大器和誤差放大器配合，可構(gòu)成平均電流反饋控制電路以提高系統(tǒng)響應(yīng)速度(電流型控制)。兩路60V／50mA集電極開路輸出以驅(qū)動全橋上管，兩路500mA圖騰柱輸出可驅(qū)動全橋下管?？删幊桃_AREFIN允許單電源或雙電源工作。振蕩器斜波幅度和PWM死區(qū)經(jīng)5V分壓，由設(shè)置引腳PVSET(振蕩器斜波幅度設(shè)置)和DB(PWM死區(qū)設(shè)置)設(shè)定。另外還包括精確的5V參考電壓輸出，欠壓鎖定，雙向逐周峰值電流保護，遙控關(guān)斷引腳(可兼做軟啟動)。

3 雙極性電流控制器的原理和設(shè)計
如圖3所示，由隔離放大器的電流控制信號Vc經(jīng)R1．，同來自外加的差動電流放大器A1B的電流反饋信號經(jīng)R3相加，經(jīng)UC3638內(nèi)部的誤差放大器進行電流PT凋節(jié)(R2，C1，C2構(gòu)成補償網(wǎng)絡(luò))，再經(jīng)內(nèi)部PWM比較器等形成PWM控制信號Aoutl．Aout2，B0utl，Bout2，經(jīng)VQ1～VQ8形成驅(qū)動信號AoutL，AoutH，BoutL，BoutH，驅(qū)動圖4中VT1～VT2成的全橋，輸出PWM功率信號，再經(jīng)L1，L2，C11．C12濾波得到雙極性電流(電壓)對TEC(圖4中RTEC)供電。橋路電流信號由電阻RS1，RS2(實際為多個低阻值電阻并聯(lián))檢測，經(jīng)A1A，A1B構(gòu)成的反相放大器放大再送至圖3中的A1B構(gòu)成平均電流反饋。

3.l UC3638外圍電路設(shè)計
1)如圖3及圖5所示，假設(shè)UC3638供電電源為12V，三角波發(fā)生器振幅為10Vp-p，按UC3638的設(shè)計要求，腳PVSET的電平按如下設(shè)置：VPK一VVLY=5VIPVSET,VIPVSET=VR6=10／5=2 V，取R6為10 kΩ,IR5=IR6=2／(10lO3)=O．2 mA， R5=(VAREF一VR6)／IR6=(5-2)／(O．2lO-3)=15 kΩ。R5取信以實際調(diào)試為準。

2)如果取1V死區(qū)電壓，5-VDB=1V，VDB=4V，取R12為10 kΩ，IR1=IR12=VDB／R12=4/R12=4／10103=O．4mA．R11=(5-VDV)／IR11=1／(O．410-3)=2.5 kΩ。R11取值以實際調(diào)試為準。并聯(lián)C6在R12上可獲得軟啟動特性(即上電后死區(qū)由大逐漸減小)。

3)取VCC一VSD=8V(小于2.5 V進入軟啟動狀態(tài))，R14=10 kΩ，IR14=IR15=8／10l0-3=O 8 mA，R15=(2VCC-VR14)／H15=(24-8)／(O．810-3)=20 kΩ。為現(xiàn)可獲得芯片延遲使能特性：在R14上并聯(lián)電容C8.

4)取頻率發(fā)生器外接電容C4為1000 pF，由于f／=l／(5RTCT)，取f=35 kHz，R13=RT=1／(5fGT)=1／(535kHz1000 pF)≈5．8kΩ。取R13為6．2 kΩ。當RT=6．2 kΩl時，腳RT的充電電流限制為2．4 V／6．2 kΩ=O 387 mA。小于規(guī)定的最大1mA限制。

5)驗算死區(qū)時間tDB=VDB/[(VPK-VVLY)=(5-VDB)RTCT／VPVSET=16．8 kΩ1000 pF／2V=3.4μs?？梢娝绤^(qū)時間遠大于MOSFET的開關(guān)時間，實際應(yīng)用中可根據(jù)輸出波形調(diào)整R11。

3.2 電流檢測電路設(shè)計
在實際應(yīng)用中，由于需要對多個TEC模塊串并聯(lián)使用以提高加熱制冷功率，所以驅(qū)動輸出電壓電流較大(最大設(shè)計值24V／20A，實測25V／17.5A)。為提高效率以減小發(fā)熱，我們采用多個低阻值電阻并聯(lián)作為電流檢測取樣電阻。這樣，原有UC3638內(nèi)部的電流檢測差分放大器放大倍數(shù)不夠，須外加放大器。但實驗發(fā)現(xiàn)，PWM驅(qū)動器工作時，由于電路高速開關(guān)切換產(chǎn)牛很大的dv／di和di／dt，由此產(chǎn)生共模尖峰電壓，從而引起很大的地線干擾。在采取了減小干擾的各種措施后，因控制器內(nèi)部的電流限制閾值較低(2．5V)，很容易引起驅(qū)動電路自鎖無輸出。于是，我們根據(jù)其內(nèi)部電路通過外加運放(圖3中A1B和圖4中A1A及A1B)的方式實現(xiàn)高倍率的差分電流放大和電平移位(將CS+和CS一短路接地以屏蔽內(nèi)部差分放大器)，并將最后的差分電流放大輸出通過圖3中電阻R4接至CSOUT以實現(xiàn)最大電流限制功能。同時在信號通路上加上小電容以濾除高頻干擾。另外，在MOSFFT柵源極間加電容以減小電路開關(guān)切換和密勒電容對柵極驅(qū)動信號的不利影響，該措施和死區(qū)形成電路一起使驅(qū)動器可靠工作，不會發(fā)生上下管直通現(xiàn)象，并有效地提高了控制電路的穩(wěn)定性。

3．3 驅(qū)動和全橋電路
采用NPN和PNP互補開關(guān)管對PWM輸出控制信號進行放大和電平移位。采用P溝道管IRFl4905作為上管，N溝道管IRF3205作為下管構(gòu)成全橋電路。值得注意的是，當要求占空比最大值達到l時，不能使用普通的泵電路(常用于驅(qū)動N溝道上管)對上管驅(qū)動。

3．4 輸出LC濾波電路設(shè)計
如圖6及圖7所示，設(shè)一個周期內(nèi)TEC兩端電壓Uo近似不變，UAB為橋臂中點間電壓，US為橋臂供電電壓，IL，為電感電流，IOMAX為驅(qū)動器最大輸出電流，D為占空比，TS為開關(guān)周期，fs為開關(guān)頻率，L=L1=L2為濾波電感，C=C1=C2為濾波電容，RTEC為TEC的等效電阻，則由LC輸出濾波電路和橋臂兩端電壓和濾波電感電流波形可得

△It=(US-Uo)DTS/(2L)
=(Us+Uo)9(l―D)Ts／(2L) (1)
因為Uo=(2D一1)Us，
所以△IL=D(1一D)TsUs/L。

當D=0．5時△IL有最大值△ILMAX=Us／(4fsL)?？蛇x擇L使紋波電流△IL，，不大于LOMAX的(10～20)％。由于TEC所能達到的溫差隨紋波電流的增大會減小，其近似的降額公式為
dθ／dθMAX=1／(1+N2) (2)
式中：dθ是TEC在電流有紋波下所能達到的溫差；

dθMAX是TEC在直流電流下所能達到的最大溫差；
N是電流紋波系數(shù)，通常制造商要求電流紋波系數(shù)不得大于10％。
由于TEC紋波電流的推導(dǎo)較復(fù)雜，這里儀給出文獻里的一個估算公式供參考。

式中：fs為振蕩器的頻率也等于PWM電壓的開關(guān)頻率；
L=L1=L2為濾波器的電感量；
C=C1=C2為濾波器的電容量；
RTECTEC的等效電阻；
VTEC為TEC的直流壓降；
ESR為濾波電容的等效串聯(lián)電阻；
VS為全橋供電電源電壓。

式(3)表明在濾波電感、供電電壓、模塊等確定的情況下，提高開關(guān)頻率、增加濾波電容容量，減小濾波電容的等效串聯(lián)電阻可減小電流紋波。當然需要權(quán)衡由此增加的電路板面積、功耗等因素來最終確定L、C、fs的值。

4 實驗結(jié)果
分別對直接電流控制方式(PID由89C52完成)和溫度給定控制方式(PID由模擬電路完成)進行了實驗，發(fā)現(xiàn)直接電流控制方式，數(shù)字控制算法較難設(shè)計，控制效果并不比模擬PID控制方式好(僅達到O．3℃)。僅采用適當增益的比例調(diào)節(jié)器(有差控制)，并適當對高頻增益進行衰減，用89C52給定溫度不做任何調(diào)節(jié)(即數(shù)字控制器開環(huán))，短期溫度穩(wěn)定度可達O．15℃左右，但數(shù)字給定溫度開環(huán)控制模擬調(diào)節(jié)存在溫度可能不在設(shè)定點上(一方面是相對于上位PC機給定溫度，初始D／A給定值不是很準確，另一方面模擬電路存在漂移)，長期穩(wěn)定度不好，為此我們利用89C52進行數(shù)字目標控制，其目的是，即使初始D／A數(shù)字給定值不是很準確，差1℃～2℃，通過程序判斷，自動調(diào)整89C52送到D／A的數(shù)字量，使最終控制溫度達到上位PC機的溫度給定值，實驗發(fā)現(xiàn)，在算法合理的情況下，甚至能提高溫度穩(wěn)定度。采取以上措施，溫度穩(wěn)定度小于O．15℃(若改進算法應(yīng)還有提高的可能，實驗中已觀察到這一點，若溫度控制范圍不大更是如此)，溫度偏移量(溫度準確度)小于O．5℃。圖8及圖9，表1及表2是實驗結(jié)果。

5 結(jié)語
設(shè)計了輸出24V／20A(實測25V／17．5A)雙極性電流驅(qū)動器，對儀器中由TEC構(gòu)成的加熱制冷模塊進行控制，并采用89C52進行PID溫度控制，最大加熱制冷速度>l℃／s，溫度穩(wěn)定度O．15℃，溫度偏移量O．5℃，溫度控制范圍為45℃～100℃。實踐證明采用UC3638構(gòu)成雙極性電流驅(qū)動控制器用于TEC溫度控制是可行的。