基于UC3638的PWM控制器在TEC溫控中的應用

0 引言
半導體熱電致冷器(Thermo-E1ectric Cooler，簡稱TEC)具有體積小、無噪音、無污染等特點。廣泛應用于航天、軍事、光電、機電、醫(yī)療、汽車、通訊等領域。在某類儀器研制過程中，需要對金屬塊迅速加熱制冷和恒溫，進行熱循環(huán)工藝控制，TEC能很好滿足這種要求。TEC依靠熱交換，從一面吸熱另一面放熱實現加熱制冷。因TEC電功率幾乎全部轉化為熱能QF=UI，僅在TEC吸熱面熱交換量QJ大于發(fā)熱量QF／2(假定電功率產生的熱量在兩面平均分配)時，且當放熱面有效散熱時，TEC吸熱面才能制冷(吸熱面吸熱量QIN=QJ一QF／2，放熱面散熱量QOUT=QJ+QF／2)。TEC吸熱面或放熱面由TEC電流(TEC可看作是一個非線性電阻負載，電流方向隨電壓方向改變)方向決定。吸熱量同時受溫差和電流大小的影響；且在同一電壓為獲得不同溫差和吸熱量，電流變化很大。因此用TEC加熱制冷，控制電流比電壓好；由于要調節(jié)電流大小和方向，故把它稱為雙極性電流控制。為實現熱循環(huán)工藝控制特性，有必要設計TEC驅動控制器。

1 TEC溫控驅動方案確定
溫控對象形狀多樣，受熱應力影響TEC不能做得過大，所以在很多情況下須用多塊TEC。TEC電氣連接方式有串聯(lián)、并聯(lián)和串并聯(lián)。并聯(lián)使用由于布線較為困難，且驅動時導通損耗大，所以根據器件容量及溫控對象等因素，我們選用串聯(lián)和串并聯(lián)的連接方式?，F有TEC模擬控制lC及電路雖在某個溫度點控溫精度很高，但主要針對小功率應用，工作電壓較低，不適合大功率下快速變溫，芯片價格較昂貴。而用微控制器全數字控制方式產生PWM，因PWM頻率低不利于系統(tǒng)小型化。UC3638是TI公司的增強型電機控制IC，可構成高性能直流電機PWM驅動電路。它具有差分電流放大器，與誤差放大器配合可構成平均電流反饋，所以，還可用于單極性或雙極性可調電流的場合。采用直流穩(wěn)壓電源，經UC3638驅動全橋可獲得雙極性電流，構成TEC驅動簡單易行(當然也可設計OV起調直流穩(wěn)流電源，再經固態(tài)繼電器構成全橋改變電流方向，但設計更復雜，不利于在研制初期快速構建系統(tǒng)，以對整個儀器做出評估)。適當增加運放，UC3638即可構成具有直接電流給定和溫度給定(再經模擬PID生成電流給定信號)兩種控制方式，且不需微控制器干預。TEC溫控系統(tǒng)結構如圖1所示。由PC機送出溫度點并控制時間，再由89C52完成溫度的實時監(jiān)控和溫度上傳及數字控制(可選溫度給定或直接電流給定)，經D／A轉換，再通過模擬PID或直接送到模擬隔離放大器；最后由UC3638構成的雙極性電流控制器起內環(huán)電流調節(jié)的作用，驅動TEC，對溫控對象進行加熱制冷。對象的溫度由溫度傳感器檢測，經信號調理放大，一方面送至模擬PID溫度調節(jié)，另外經A／D轉換成數字量，供89C52完成數字溫度控制。

2 UC3638芯片介紹
UC3638增強型直流電機PWM控制器，適用于各類直流電機PWM驅動控制，還可用來設計需要單向或雙向電流驅動的功率放大器，其內部結構如圖2所示。它包含有模擬信號誤差放大器和PWM調制器；根據誤差放大輸入信號的極性和大小，PWM調制器輸出兩路不同極性和寬度的脈沖串。因此，它可用于雙向調速系統(tǒng)和其他需要單極性或雙極性可調電壓或電流的場合。由于改進了電路設計和提高了集成度，UC3638減少了許多外圍電路元件。它還有以下特點：電路速度有了顯著提高，內部有可編程高頻三角波發(fā)生器，高轉換速率誤差放大器，高速PWM比較器，PWM開關頻率可達500kHz。增加的5倍固定增益差分電流放大器和誤差放大器配合，可構成平均電流反饋控制電路以提高系統(tǒng)響應速度(電流型控制)。兩路60V／50mA集電極開路輸出以驅動全橋上管，兩路500mA圖騰柱輸出可驅動全橋下管。可編程引腳AREFIN允許單電源或雙電源工作。振蕩器斜波幅度和PWM死區(qū)經5V分壓，由設置引腳PVSET(振蕩器斜波幅度設置)和DB(PWM死區(qū)設置)設定。另外還包括精確的5V參考電壓輸出，欠壓鎖定，雙向逐周峰值電流保護，遙控關斷引腳(可兼做軟啟動)。

3 雙極性電流控制器的原理和設計
如圖3所示，由隔離放大器的電流控制信號Vc經R1．，同來自外加的差動電流放大器A1B的電流反饋信號經R3相加，經UC3638內部的誤差放大器進行電流PT凋節(jié)(R2，C1，C2構成補償網絡)，再經內部PWM比較器等形成PWM控制信號Aoutl．Aout2，B0utl，Bout2，經VQ1～VQ8形成驅動信號AoutL，AoutH，BoutL，BoutH，驅動圖4中VT1～VT2成的全橋，輸出PWM功率信號，再經L1，L2，C11．C12濾波得到雙極性電流(電壓)對TEC(圖4中RTEC)供電。橋路電流信號由電阻RS1，RS2(實際為多個低阻值電阻并聯(lián))檢測，經A1A，A1B構成的反相放大器放大再送至圖3中的A1B構成平均電流反饋。

3.l UC3638外圍電路設計
1)如圖3及圖5所示，假設UC3638供電電源為12V，三角波發(fā)生器振幅為10Vp-p，按UC3638的設計要求，腳PVSET的電平按如下設置：VPK一VVLY=5VIPVSET,VIPVSET=VR6=10／5=2 V，取R6為10 kΩ,IR5=IR6=2／(10lO3)=O．2 mA， R5=(VAREF一VR6)／IR6=(5-2)／(O．2lO-3)=15 kΩ。R5取信以實際調試為準。

2)如果取1V死區(qū)電壓，5-VDB=1V，VDB=4V，取R12為10 kΩ，IR1=IR12=VDB／R12=4/R12=4／10103=O．4mA．R11=(5-VDV)／IR11=1／(O．410-3)=2.5 kΩ。R11取值以實際調試為準。并聯(lián)C6在R12上可獲得軟啟動特性(即上電后死區(qū)由大逐漸減小)。

3)取VCC一VSD=8V(小于2.5 V進入軟啟動狀態(tài))，R14=10 kΩ，IR14=IR15=8／10l0-3=O 8 mA，R15=(2VCC-VR14)／H15=(24-8)／(O．810-3)=20 kΩ。為現可獲得芯片延遲使能特性：在R14上并聯(lián)電容C8.

4)取頻率發(fā)生器外接電容C4為1000 pF，由于f／=l／(5RTCT)，取f=35 kHz，R13=RT=1／(5fGT)=1／(535kHz1000 pF)≈5．8kΩ。取R13為6．2 kΩ。當RT=6．2 kΩl時，腳RT的充電電流限制為2．4 V／6．2 kΩ=O 387 mA。小于規(guī)定的最大1mA限制。

5)驗算死區(qū)時間tDB=VDB/[(VPK-VVLY)=(5-VDB)RTCT／VPVSET=16．8 kΩ1000 pF／2V=3.4μs?？梢娝绤^(qū)時間遠大于MOSFET的開關時間，實際應用中可根據輸出波形調整R11。

3.2 電流檢測電路設計
在實際應用中，由于需要對多個TEC模塊串并聯(lián)使用以提高加熱制冷功率，所以驅動輸出電壓電流較大(最大設計值24V／20A，實測25V／17.5A)。為提高效率以減小發(fā)熱，我們采用多個低阻值電阻并聯(lián)作為電流檢測取樣電阻。這樣，原有UC3638內部的電流檢測差分放大器放大倍數不夠，須外加放大器。但實驗發(fā)現，PWM驅動器工作時，由于電路高速開關切換產牛很大的dv／di和di／dt，由此產生共模尖峰電壓，從而引起很大的地線干擾。在采取了減小干擾的各種措施后，因控制器內部的電流限制閾值較低(2．5V)，很容易引起驅動電路自鎖無輸出。于是，我們根據其內部電路通過外加運放(圖3中A1B和圖4中A1A及A1B)的方式實現高倍率的差分電流放大和電平移位(將CS+和CS一短路接地以屏蔽內部差分放大器)，并將最后的差分電流放大輸出通過圖3中電阻R4接至CSOUT以實現最大電流限制功能。同時在信號通路上加上小電容以濾除高頻干擾。另外，在MOSFFT柵源極間加電容以減小電路開關切換和密勒電容對柵極驅動信號的不利影響，該措施和死區(qū)形成電路一起使驅動器可靠工作，不會發(fā)生上下管直通現象，并有效地提高了控制電路的穩(wěn)定性。

3．3 驅動和全橋電路
采用NPN和PNP互補開關管對PWM輸出控制信號進行放大和電平移位。采用P溝道管IRFl4905作為上管，N溝道管IRF3205作為下管構成全橋電路。值得注意的是，當要求占空比最大值達到l時，不能使用普通的泵電路(常用于驅動N溝道上管)對上管驅動。

3．4 輸出LC濾波電路設計
如圖6及圖7所示，設一個周期內TEC兩端電壓Uo近似不變，UAB為橋臂中點間電壓，US為橋臂供電電壓，IL，為電感電流，IOMAX為驅動器最大輸出電流，D為占空比，TS為開關周期，fs為開關頻率，L=L1=L2為濾波電感，C=C1=C2為濾波電容，RTEC為TEC的等效電阻，則由LC輸出濾波電路和橋臂兩端電壓和濾波電感電流波形可得

△It=(US-Uo)DTS/(2L)
=(Us+Uo)9(l―D)Ts／(2L) (1)
因為Uo=(2D一1)Us，
所以△IL=D(1一D)TsUs/L。

當D=0．5時△IL有最大值△ILMAX=Us／(4fsL)?？蛇x擇L使紋波電流△IL，，不大于LOMAX的(10～20)％。由于TEC所能達到的溫差隨紋波電流的增大會減小，其近似的降額公式為
dθ／dθMAX=1／(1+N2) (2)
式中：dθ是TEC在電流有紋波下所能達到的溫差；

dθMAX是TEC在直流電流下所能達到的最大溫差；
N是電流紋波系數，通常制造商要求電流紋波系數不得大于10％。
由于TEC紋波電流的推導較復雜，這里儀給出文獻里的一個估算公式供參考。

式中：fs為振蕩器的頻率也等于PWM電壓的開關頻率；
L=L1=L2為濾波器的電感量；
C=C1=C2為濾波器的電容量；
RTECTEC的等效電阻；
VTEC為TEC的直流壓降；
ESR為濾波電容的等效串聯(lián)電阻；
VS為全橋供電電源電壓。

式(3)表明在濾波電感、供電電壓、模塊等確定的情況下，提高開關頻率、增加濾波電容容量，減小濾波電容的等效串聯(lián)電阻可減小電流紋波。當然需要權衡由此增加的電路板面積、功耗等因素來最終確定L、C、fs的值。

4 實驗結果
分別對直接電流控制方式(PID由89C52完成)和溫度給定控制方式(PID由模擬電路完成)進行了實驗，發(fā)現直接電流控制方式，數字控制算法較難設計，控制效果并不比模擬PID控制方式好(僅達到O．3℃)。僅采用適當增益的比例調節(jié)器(有差控制)，并適當對高頻增益進行衰減，用89C52給定溫度不做任何調節(jié)(即數字控制器開環(huán))，短期溫度穩(wěn)定度可達O．15℃左右，但數字給定溫度開環(huán)控制模擬調節(jié)存在溫度可能不在設定點上(一方面是相對于上位PC機給定溫度，初始D／A給定值不是很準確，另一方面模擬電路存在漂移)，長期穩(wěn)定度不好，為此我們利用89C52進行數字目標控制，其目的是，即使初始D／A數字給定值不是很準確，差1℃～2℃，通過程序判斷，自動調整89C52送到D／A的數字量，使最終控制溫度達到上位PC機的溫度給定值，實驗發(fā)現，在算法合理的情況下，甚至能提高溫度穩(wěn)定度。采取以上措施，溫度穩(wěn)定度小于O．15℃(若改進算法應還有提高的可能，實驗中已觀察到這一點，若溫度控制范圍不大更是如此)，溫度偏移量(溫度準確度)小于O．5℃。圖8及圖9，表1及表2是實驗結果。

5 結語
設計了輸出24V／20A(實測25V／17．5A)雙極性電流驅動器，對儀器中由TEC構成的加熱制冷模塊進行控制，并采用89C52進行PID溫度控制，最大加熱制冷速度>l℃／s，溫度穩(wěn)定度O．15℃，溫度偏移量O．5℃，溫度控制范圍為45℃～100℃。實踐證明采用UC3638構成雙極性電流驅動控制器用于TEC溫度控制是可行的。