大功率行波管測(cè)試設(shè)備高壓電源的研究

其中，VT1～VT4為MOSFET，組成逆變?nèi)珮?；C1～C4為MOSFET漏源兩端諧振電容；C0為隔直電容；Lr為串聯(lián)諧振電感；T1為升壓變壓器；Cr為變壓器次級(jí)諧振電容；全波倍壓整流電路產(chǎn)生直流負(fù)高壓，可等效為恒壓源。
一個(gè)開關(guān)周期分為兩個(gè)諧振周期，各諧振周期按開關(guān)器件導(dǎo)通情況和能量的傳遞方向分為4種工作模式。圖4為單個(gè)諧振周期的主要工作波形。圖5給出了4種工作模式的等效電路。

模式1[t0～t1] VT1，VT4導(dǎo)通，VT2，VT3截止，變壓器次級(jí)電路折算到初級(jí)等效為一個(gè)恒壓源Uo，在此過程中，Uin經(jīng)VT1，Lr，VT4將能量傳遞給Uo。設(shè)M=Uo／Uin，表示電壓傳遞系數(shù)。
模式2[t1～t2] VT1～VT4均截止，即死區(qū)時(shí)間內(nèi)的諧振過程，諧振電感電流iL維持原方向，將C2，C3兩端的電量傳遞給C1，G4。只要Lr的能量足夠大，死區(qū)時(shí)間足夠長(zhǎng)，當(dāng)C2，C3的電壓降為零，C1，C4的電壓升為Uin，就能實(shí)現(xiàn)VT2，VT3的零電壓導(dǎo)通條件。此過程Lr將儲(chǔ)存的能量傳遞給Uo。
模式3[t2～t3] iL由VD2，VD3續(xù)流維持原方向，直至諧振到零。如圖4所示，VT2，VT3的導(dǎo)通信號(hào)需在此區(qū)間內(nèi)到達(dá)，否則C2，C3會(huì)再被充電，無法實(shí)現(xiàn)VT2，VT3的零電壓導(dǎo)通。此過程Lr將儲(chǔ)存的能量傳遞給Uo，并將一部分能量回饋給Uin。
模式4[t3～t4]VT2，VT3導(dǎo)通，變壓器次級(jí)電路折算到初級(jí)不再等效為恒壓源，而等效為電容Ca，即變壓器次級(jí)諧振電容折算到初級(jí)的等效電容。諧振電容兩端電壓由Uo諧振至-Uo，iL由零諧振至，完成變壓器的諧振換向。此過程Uin經(jīng)VT2，VT3將能量?jī)?chǔ)存在Lr中，Uo靠自身儲(chǔ)能電容上的能量向負(fù)載供電。
變壓器換向結(jié)束后，變壓器次級(jí)電路折算到初級(jí)可等效為一個(gè)反向的恒壓源-Uo，VT2，VT3導(dǎo)通，VT1，VT4截止，Uin經(jīng)VT2，Lr，VT3將能量傳遞給-Uo，電路進(jìn)入下一個(gè)諧振周期，諧振過程相似，不再贅述。這種零電壓多諧振軟開關(guān)電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，能夠?qū)崿F(xiàn)功率開關(guān)器件的零電壓導(dǎo)通，減小開關(guān)損耗，提高電源效率。

5 穩(wěn)壓控制電路的設(shè)計(jì)
控制電路采用諧振型集成芯片MC33066產(chǎn)生PWM脈沖信號(hào)。高壓采樣由阻容網(wǎng)絡(luò)分壓得到，以提高電源的響應(yīng)速度。由運(yùn)放LF347對(duì)高壓采樣和基準(zhǔn)電壓之差進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，輸出的控制電平使能或關(guān)閉MC33066的PWM脈沖信號(hào)，使電源工作在間歇狀態(tài)實(shí)現(xiàn)高壓電源的閉環(huán)穩(wěn)壓控制。與PWM控制方式相比，間歇控制方式脈寬和死區(qū)都固定，能實(shí)現(xiàn)高壓電源在全功率范圍和寬電壓范圍內(nèi)的零電壓多諧振軟開關(guān)，便于諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)。與頻率調(diào)制控制方式相比，間歇控制方式開關(guān)頻率固定，在空載或輕載下開關(guān)損耗小、電源效率高，且可等效為一種線性控制方式，具有更寬泛的穩(wěn)定域，有利于PI控制參數(shù)的調(diào)節(jié)整定。
在此采樣收集極與地之間的電壓差，在控制電路中增加一個(gè)負(fù)邏輯環(huán)節(jié)，既能簡(jiǎn)化采樣電路，又能實(shí)現(xiàn)收集極電源的穩(wěn)壓控制。