工程師不可不知的開關(guān)電源關(guān)鍵設(shè)計（三）

牽涉到開關(guān)電源技術(shù)設(shè)計或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭的事實，推出《工程師不可不知的開關(guān)電源關(guān)鍵設(shè)計》系列三和工程師們一起分享，請各位繼續(xù)關(guān)注后續(xù)章節(jié)。

　　一、開關(guān)電源中浪涌電流抑制模塊的應(yīng)用

　　1 上電浪涌電流

　　目前，考慮到體積，成本等因素，大多數(shù)AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時的電壓瞬時值為電源電壓峰值）上電，則會產(chǎn)生遠(yuǎn)高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當(dāng)濾波電容為470μF并且電源內(nèi)阻較小時，第一個電流峰值將超過100A，為正常工作電流峰值的10倍。

　　浪涌電流會造成電源電壓波形塌陷，使得供電質(zhì)量變差，甚至?xí)绊懫渌秒娫O(shè)備的工作以及使保護(hù)電路動作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過程的浪涌電流沖擊下而非過載熔斷。為避免這類現(xiàn)象發(fā)生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現(xiàn)過載時熔斷器不能熔斷，起不到保護(hù)整流器及用電電路的作用；過高的上電浪涌電流對整流器和濾波電容器造成不可恢復(fù)的損壞。因此，必須對帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。

　　2 上電浪涌電流的限制

　　限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側(cè)加一負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻在常溫狀態(tài)下具有較高阻值來限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過電流發(fā)熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡單，但存在的問題是限制上電浪涌電流性能受環(huán)境溫度和NTC的初始溫度影響，在環(huán)境溫度較高或在上電時間間隔很短時，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價格低廉的微機(jī)電源或其他低成本電源。而在彩色電視機(jī)和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見的應(yīng)用是彩色電視機(jī)，這種方法的優(yōu)點是簡單，可靠性高，允許在寬環(huán)境溫度范圍內(nèi)工作，其缺點是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實上整流器上電處于穩(wěn)態(tài)工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發(fā)熱的負(fù)作用，因此，在功率較大的開關(guān)電源中，采用上電后經(jīng)一定延時后用一機(jī)械觸點或電子觸點將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復(fù)雜，占用體積較大。為使應(yīng)用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊。

　　3 上電浪涌抑制模塊

　　3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　將功率電子開關(guān)（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個相對很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結(jié)束后，模塊導(dǎo)通將限流電阻短路，這樣的上電過程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設(shè)計者所希望的。

　　3.2 無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　有人提出一種無限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設(shè)計成線形恒流電路。實際電路會由于兩極放大的高增益而出現(xiàn)自激振蕩現(xiàn)象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時則有如下問題難以解決：如220V輸入的400W開關(guān)電源的上電電流至少需要達(dá)到4A，如上電時剛好是電網(wǎng)電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠(yuǎn)超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠(yuǎn)超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結(jié)果是，MOSFET僅能承受有限次數(shù)的上電過程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線性MOSFET更不可能接受。

　　欲真正實現(xiàn)無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過程的功率損耗問題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開關(guān)狀態(tài)，從而解決了功率器件上電過程中的高功率損耗問題，而且電路簡單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示。

　　3.3 測試結(jié)果

　　A模塊在400W開關(guān)電源中應(yīng)用時，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復(fù)上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復(fù)上電時間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。

　　4 結(jié)語

　　開關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊的問世，由于其外接電路簡單，體積小給開關(guān)電源設(shè)計者帶來了極大方便，特別是無限流電阻方案，國內(nèi)外尚未見到相關(guān)報道。同時作者也將推出其它沖擊負(fù)載（如交流電機(jī)及各種燈類等）的上電浪涌電流抑制模塊。

　　二、開關(guān)電源并聯(lián)均流實現(xiàn)

　　引言

　　大功率DC/DC開關(guān)電源并聯(lián)中遇到的主要問題就是電流不均，特別在加重負(fù)載時，會引起較為嚴(yán)重的后果。普通的均流方法是采取獨立的PWM控制器的各個模塊，通過電流采樣反饋到PWM控制器的引腳FB或者引腳COMP，即反饋運放的輸入或者輸出腳來凋節(jié)輸出電壓，從而達(dá)到均流的目的。顯然，電流采樣是一個關(guān)鍵問題：用電阻采樣，損耗比較大，電流放大后畸變比較大;用電流傳感器成本高;用電流互感器采樣不是很方便，州時會使電流失真。本文提出了一種新型的、方便的、無損的電流采樣方法，并在這種電流檢測方法的基礎(chǔ)上實現(xiàn)了并聯(lián)系統(tǒng)的均流。

　　1 一種新的電流采樣方法

　　如前所述，在均流系統(tǒng)中一些傳統(tǒng)的電流采樣力法都或多或少有些缺點。而本文提出的這種新的電流采樣力法，既簡單方便，又沒有損耗。

　　下面以圖l所示的Buck電路為例，說明這種新的電流檢測方法的原理和應(yīng)用。

　　電流檢測電路由一個簡單的RC網(wǎng)絡(luò)組成，沒流過L的電流為iL，流過C的電流為ic，L兩端的電壓為vL，輸出電壓為vo上電壓為vc，則有vL+iLR1+vo.=vc+icR （1）

　　對式（1）在一個開關(guān)周期求平均值得

　　式中：VL是電感上的電壓在一個開關(guān)周期的平均值，顯然VL=O;

　　Vo為輸出電壓平均值;

　　IL電感電流平均值，等于負(fù)載電流ILoad;

　　Ic是電容在一個開關(guān)周期內(nèi)充放電電流的平均值，顯然Ic=0;

　　R1為電感的等效串聯(lián)電阻（ESR）。

　　于是式（2）可化為

　　所以，要檢測負(fù)載電流及電感電流的大小，只要檢測RC網(wǎng)絡(luò)電容上的電壓的大小就行了，這種方法可以很方便、簡易、沒有損耗地對電流進(jìn)行采樣。

　　2 基于新的電流采樣方法的均流原理

　　以兩路并聯(lián)Buck電路為例，如圖2所示。

　　由式（3）知，

　　Vc1=IL1R1+V

　　Vc2=IL2R2+V

　　式中：Vc1、Vc2分別為C1和C2上電壓的平均值;

　　IL1、IL2分別是L-和L2流過電流的平均值，亦即兩路輸出電流平均值;

　　R1及R2是濾波電感的等效串聯(lián)電阻，當(dāng)在工藝上設(shè)計并聯(lián)電源每路輸出電感基本上一樣時，可以認(rèn)為R1=R2。

　　因此，要控制兩路電流均流，即要求IL1=IL2，于是，只要控制Vc1=Vc2就行了。所以，電容C1及C2上的電壓Vc1和Vc2可以代表兩路電流IL1及IL2大小，可用來進(jìn)行均流控制。

　　這樣，便可得到如圖3所示的控制框圖。

　　3 常用均流方法的分析比較

　　開關(guān)電源并聯(lián)系統(tǒng)常用的均流方法有以下幾種。

　　輸出阻抗法即Droop（下垂，傾斜）法調(diào)節(jié)開關(guān)變換器的外特性傾斜度（即調(diào)節(jié)輸出阻抗），以達(dá)到并聯(lián)模塊接近均流的日的。這種方法是一種簡單的大致均流的方法，精度比較低。

　　主從法適用于電流型控制的并聯(lián)開關(guān)電源系統(tǒng)中。這種均流系統(tǒng)中有電壓控制和電流控制，形成雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。這種方法要求每個模塊問有通訊，所以使系統(tǒng)復(fù)雜化，并且當(dāng)主模塊失效時，整個電源系統(tǒng)便不能工作。

　　平均值均流每個并聯(lián)模塊的電流放大器輸出端接一個相同的電阻到一條公共母線上，形成平均值母線。當(dāng)某模塊電壓比母線電壓高時，輸出電壓下降，反之亦然。

　　最大值均流法和平均值均流法相似，區(qū)別只是每路電流通過一個二極管連到一條公共母線上。這種方法其實質(zhì)是一種“民主均流”方法，電流最大的那個模塊自動成為主模塊，其他模塊為從模塊，從而“自動主從控制”。

　　平均值均流和最大值均流法的均流母線斷開或者開路都不會影響各個電源模塊獨立工作，并且是自動均流方法，均流精度比較高。

　　圖4為常見均流方法的原理圖。如果均流母線是并聯(lián)模塊電流的平均值，則是平均值均流法;如果是并聯(lián)模塊電流的最大值，則是最大值均流法;如果均流母線是并聯(lián)模塊中的主模塊的電流，則就是主從均流法。但是，在這些均流方法中，每個模塊都需要有一套獨立的PWM控制環(huán)。

　4 新的均流方案

　　本文提出的方案是基于前所述的每路加一個簡單的RC網(wǎng)絡(luò)檢測其分配的電流大小。電容C兩端的電壓平均值就可以表征這路模塊的電流大小，所以，對系統(tǒng)進(jìn)行均流控制就是對各路RC網(wǎng)絡(luò)C上電壓進(jìn)行均壓。其均流原理圖如圖5所示。

　　圖5中：Vbus為均流母線電壓;

　　Vref為輸出電壓參考值;

　　Vs為輸出電壓的采樣值。

　　其工作原理和過程如下：

　　通過檢測RC網(wǎng)絡(luò)中C兩端的電壓，作為電流信號，幾路電流信號（本例只有兩路）通過一個相同的電阻就得到了平均值均流母線，平均值均流母線電壓值與負(fù)載有關(guān)，表征負(fù)載電流的大小。

　　然后將每路采樣來的電流信號與母線電壓比較，得到誤差信號，去修正輸出電壓參考信號，從而對PWM控制器的占空比輸出進(jìn)行微調(diào)，達(dá)到均流和穩(wěn)壓的目的。

　　5 實測結(jié)果

　　樣機(jī)是一臺DC5V輸入，2V/40A輸出的4路Buck并聯(lián)的開關(guān)電源，工作頻率為200 kHz，帶上滿載進(jìn)行測量每一路電流輸出，均流效果好，誤差在2%以下，電源輸出穩(wěn)定。當(dāng)輸出電流越大，即大功率并聯(lián)的電源系統(tǒng)中，均流效果越好。

　　6 結(jié)語

　　這種方案使電流檢測很方便，能高效率、低成本、簡單、方便地實現(xiàn)并聯(lián)系統(tǒng)的均流。

　　三、典型開關(guān)電源保護(hù)電路

　　多數(shù)LED應(yīng)用利用功率轉(zhuǎn)換和控制組件連接各種功率源，如交流電線、太陽能電池板或電池，來控制LED驅(qū)動裝置的功率耗散。對這些接口加以保護(hù)，防止它們因過流和過溫而受損，常常用到具有可復(fù)位能力的聚合物正溫度系數(shù)（PPTC）組件（圖）?？梢耘c功率輸入串聯(lián)一個PolySwitch LVR組件，防止因電氣短路、電路超載或用戶誤操作而受損。此外，放在輸入端上的金屬氧化物變阻（MOV）也有助于LED模塊內(nèi)的過壓保護(hù)。典型開關(guān)電源保護(hù)電路：

　　四、基于UC3842的反激式開關(guān)電源設(shè)計

　　高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源由于具有效率高、體積小、重量輕等突出優(yōu)點而得到了廣泛應(yīng)用。傳統(tǒng)的開關(guān)電源控制電路普遍為電壓型拓?fù)洌?只有輸出電壓單閉控制環(huán)路， 系統(tǒng)響應(yīng)慢， 線性調(diào)整率精度偏低。隨著PWM 技術(shù)的飛速發(fā)展產(chǎn)生的電流型模式拓?fù)浜芸毂淮蠹艺J(rèn)同和廣泛應(yīng)用。電流型控制系統(tǒng)是電壓電流雙閉環(huán)系統(tǒng)， 一個是檢測輸出電壓的電壓外環(huán)， 一個是檢測開關(guān)管電流且具有逐周期限流功能的電流內(nèi)環(huán)， 具有更好的電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率， 穩(wěn)定性和動態(tài)特性也得到明顯改善。UC3842是一款單電源供電， 帶電流正向補(bǔ)償， 單路調(diào)制輸出的高性能固定頻率電流型控制集成芯片。本設(shè)計采用UC3842 制作一款1 kW 鉛酸電池充電器控制板用的輔助電源樣機(jī)， 并對其進(jìn)行工作環(huán)境下的測試。

　　1 UC3842 的工作原理

　　UC3842 內(nèi)部組成框圖如圖1所示。其中： 1 腳是內(nèi)部誤差放大器的輸出端， 通常此腳與2 腳之間接有反饋網(wǎng)絡(luò)， 以確定誤差放大器的增益和頻響。2 腳是反饋電壓輸入端， 將取樣電壓加到誤差放大器的反相輸入端， 再與同相輸入端的基準(zhǔn)電壓（ 一般為2.5 V） 進(jìn)行比較， 產(chǎn)生誤差電壓。3 腳是電流檢測輸入端， 與取樣電阻配合， 構(gòu)成過流保護(hù)電路。當(dāng)電源電壓異常時， 功率開關(guān)管的電流增大， 當(dāng)取樣電阻上的電壓超過1 V時， U C3842 就停止輸出， 可以有效地保護(hù)功率開關(guān)管。4 腳外接鋸齒波振蕩器外部定時電阻與定時電容， 決定振蕩頻率。5 腳接地。6 腳是輸出端， 此腳為圖騰柱式輸出， 能提供±1A 的峰值電流， 可驅(qū)動雙極型功率開關(guān)管或MOSFET.7 腳接電源， 當(dāng)供電電壓低于16 V 時， UC3842 不工作， 此時耗電在1 mA 以下。輸入電壓可以通過一個大阻值電阻從高壓降壓獲得。芯片工作后， 輸入電壓可在10~ 30 V 之間波動， 低于10V 則停止工作。工作時耗電約為15 mA.8 腳是基準(zhǔn)電壓輸出， 可輸出精確的5 V 基準(zhǔn)電壓， 電流可達(dá)50mA.由圖1（ b） 可見， 它主要包括誤差放大器、PWM 比較器、PWM 鎖存器、振蕩器、內(nèi)部基準(zhǔn)電源和欠壓鎖定等單元。U C3842 的電壓調(diào)整率可達(dá)0.01% ， 工作頻率為500 kHz.

　　圖1 UC3842 管腳圖和內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖

　　2 反激變換器的設(shè)計

　　此次設(shè)計的反激變換器是從1 kW 充電器全橋開關(guān)電源初級側(cè)高壓直流部分取電作為輸入電壓。反激變換器預(yù)定技術(shù)指標(biāo)如下。

　　輸入電壓： 240~ 380 V DC; 輸出電壓： 12 V DC; 輸出電流： 2 A； 紋波電壓： ±500 mV；輸出功率： 25 W；效率： 85% ；開關(guān)頻率： 65 kHz；占空比：小于40%。

　　如圖2 所示， 電路由主電路、控制電路、啟動電路和反饋電路4 部分組成。主電路采用單端反激式拓?fù)?，它是升降壓斬波電路演變后加隔離變壓器構(gòu)成的，該電路具有結(jié)構(gòu)簡單， 效率高， 輸入電壓范圍寬等優(yōu)點。工作模式選擇在斷續(xù)模式到臨界模式之間。功率開關(guān)管選用N？？MOSFET STP9NK70ZFP（ 700 V， 5 A）。次級整流二極管選用肖特基二極管SR540（ 40 V， 5 A） 。