工程師不可不知的開關電源關鍵設計（三）

　　3.2 無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　有人提出一種無限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設計成線形恒流電路。實際電路會由于兩極放大的高增益而出現(xiàn)自激振蕩現(xiàn)象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時則有如下問題難以解決：如220V輸入的400W開關電源的上電電流至少需要達到4A，如上電時剛好是電網(wǎng)電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結果是，MOSFET僅能承受有限次數(shù)的上電過程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線性MOSFET更不可能接受。

　　欲真正實現(xiàn)無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過程的功率損耗問題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開關狀態(tài)，從而解決了功率器件上電過程中的高功率損耗問題，而且電路簡單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示。

　　3.3 測試結果

　　A模塊在400W開關電源中應用時，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復上電時間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。

　　4 結語

　　開關電源上電浪涌電流抑制模塊的問世，由于其外接電路簡單，體積小給開關電源設計者帶來了極大方便，特別是無限流電阻方案，國內外尚未見到相關報道。同時作者也將推出其它沖擊負載（如交流電機及各種燈類等）的上電浪涌電流抑制模塊。

　　六、開關電源中電磁干擾的抑制方法

　　引言

　　隨著開關電源技術的不斷發(fā)展和日趨成熟，各個應用領域對開關電源的需求也不斷增長，但是，開關電源存在嚴重的電磁干擾（）問題。它不僅對電網(wǎng)造成污染，直接影響到其它用電電器的正常工作，而且作為輻射干擾闖入空間，對空間也造成電磁污染。于是便產(chǎn)生了開關電源的電磁兼容（EMC）問題。電磁兼容是指設備或系統(tǒng)在其電磁環(huán)境中能正常工作且不對該環(huán)境中任何事物構成不能承受的電磁騷擾的能力。

　　開關電源的電磁干擾可分為傳導干擾和輻射干擾兩大類。傳導干擾通過交流電源傳播，頻率低于30 MHz。輻射干擾通過空氣傳播，頻率在30MHz以上。

　　本文針對一種桌面式180W塑殼開關電源（負載是12V／15A的半導體制冷冰箱，電源外形大小205mm×90mm×62mm）所存在的電磁干擾超標問題，從原理上進行了分析，并探討了解決方案。

　　1 180 W開關電源的電路結構分析與電磁干擾測試

　　1．1 主電路與結構布局分析

　　該開關電源的電路原理如圖1所示。

　　電容濾波整流器功率因數(shù)低，整流二極管導通時間較短，濾波電容充電電流瞬時值的峰值大，整流后的電流波形為脈動狀，產(chǎn)生高的諧波電流。

　　半橋電路中高頻導通和截止的S1、S2、D3、D4和變壓器T1是開關電源的主要騷擾源，產(chǎn)生高頻高壓的尖峰諧波振蕩，該諧波振蕩產(chǎn)生的高次諧波，通過開關管與散熱器問的分布電容傳入內部電路或通過散熱器及變壓器向空間輻射。

　　該開關電源的內部布局如圖2所示，左邊是交流電源輸入和直流輸出，靠左邊上下兩側留有通風孔，風機在右邊，采用向外抽風方式散熱，保證塑殼內的熱量及時排出，避免熱量在塑殼內積聚。該布局的優(yōu)點是通風路比較通暢，但也存在缺點—輸入輸出接口安裝得較近，在它們之間容易產(chǎn)生空間耦合，形成輻射騷擾。

　　1．2 電磁干擾測試

　　表l所列為測得的7～21次諧波電流的數(shù)值，其中11、15、17次諧波電流都超標。

　　輻射騷擾預測結果在30～50MHz和100MHz處超出限值，如圖4所示。

　2 電磁干擾的抑制

　　2．1 諧波電流的抑制

　　采用功率因數(shù)校正可以解決諧波電流超標的問題。有源功率因數(shù)校正采用Boost升壓PFC電路，功率因數(shù)提高到O．99以上，使得諧波電流很小，但電路復雜，成本也不低，而且電路中的開關管和高壓整流二極管的開關噪聲將成為新的騷擾源，使整機的EMI達標增加了難度。

　　考慮到在交流輸入電壓（AC 220～250V）范圍內，滿足電壓調整率情況下，適當減小濾波電容，輸入串聯(lián)電阻可以在一定程度上降低濾波電容充電電流瞬時值的峰值，滿足諧波電流限值，且功率損耗在可以接受的范圍之內，整機電源效率下降不多，也不失為較好方法。采用這一方法后實測諧波電流值如表2所列。

　　2.2傳導騷擾的抑制

　　傳導噪聲主要來源半橋中功率開關管S1及S2以頻率25 kHz交替工作，功率開關管集電極發(fā)射極電壓Uce和發(fā)射極電流，。波形接近矩形波。傅立葉分析表明，矩形波脈沖具有相當寬的頻率帶寬，含有豐富的高次諧波，脈沖波形的頻譜幅度在低頻段較高。另外，功率開關管在截止期間．高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變，也會產(chǎn)生尖峰干擾。

　　輸入濾波器是為變換器的電磁騷擾電平和外界的電磁騷擾源設計的一種低阻抗通道（即低通濾波器），以抑制或去除電磁騷擾，達到電磁兼容的目的。

　　如圖5所示，輸人濾波器是由電感（LFI、LF2）和CY電容（C4、C5）及Cx電容（C1、C2、C3）組成的低通濾波器電路構成。對頻率較高的噪聲信號有較大的衰減。C1、C2、C3是濾除共模干擾的電容，C4、C5是濾除差模干擾的電容，LF1、LF2是共模線圈。

　　圖3中低頻傳導干擾（O.15～lMHz范圍）超標，共模噪聲的主要騷擾源是功率開關管，低頻傳導干擾抑制以增加共模電感的電感量為主，當共模電感從原設計的15mH增加到24mH時，低頻傳導干擾最大處下降30dB，得到了顯著改善。如圖6所示。

　　輸入濾波器對20MHz以下噪聲抑制有明顯的效果。理想輸入濾波器是低通濾波器，但實際上是帶阻濾波器

　　當開關電源頻率增加時，所需的共模電感可大大減小，共模電感體積也減小。但是，開關電源在20MHz以上頻帶的輻射噪聲份量有所增加，給輻射騷擾的達標帶來麻煩。開關頻率和共模電感的關系如表3所列。

　　由于共模電感線圈存在寄生電容，高頻噪聲成分經(jīng)過寄生電容向外發(fā)射騷擾，故使用單個大感量共模電感不容易達到好的高頻濾波效果，一般采用兩個共模電感，同樣的電感量抑制高頻噪聲很見效，將有6dB以上的差值。

　　Cx電容器高頻阻抗頻率特性是一個關系電磁騷擾抑制效果的重要參數(shù)。電容器在高頻使用時等效為r（等效串聯(lián)電阻）+c+L（等效串聯(lián)電感）電路。由于電容器自身的固有電感（即等效串聯(lián)電感）存在，在頻率低的范圍，電容器電抗呈容性，在頻率高的范圍，電容器電抗呈感性，這時抑制騷擾的能力就明顯下降。電容器的固有引線電感越小和騷擾源的高頻內阻抗越大，則抑制騷擾的效果越好。

　　首先，從電磁騷擾源產(chǎn)生的機理人手，查找輻射騷擾源的所在，從根本上降低其產(chǎn)生輻射騷擾噪聲的電平。在輸出電壓比較低的情況下，輸出整流器和平滑電路的干擾可能比較

　　嚴重+通過減小環(huán)路面積可以抑制di／dt環(huán)路產(chǎn)生的磁場輻射。整流及續(xù)流二極管工作在高頻開關狀態(tài)，也是個高頻騷擾源。二極管的引線寄生電感、結電容的存在以及反向恢復電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化率下，且產(chǎn)生高頻振蕩，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。

　　C4及Cs的引線和連接地引線應盡量短，以使接地阻抗盡量小，噪聲能經(jīng)過電容旁路到地線，C4及C5取較大電容量濾波效果好，但是，隨著電容量的增加泄漏電流也增加了，而泄漏電流值是電氣安全中的重要指標，決不允許超過規(guī)定數(shù)值一一般的漏電流限制是3.5 mA，此桌面式塑殼開關電源屬手持式設備，最大漏電流限制為O．75 mA，實測值為O.55mA。

　　電源輸入線纜要短，濾波器盡量靠近輸入端口，避免濾波器輸入輸出發(fā)生耦合，而失去濾波作用。接地盡量簡短可靠，減小高頻阻抗，使干擾有效旁路。經(jīng)過數(shù)次整改后，得到滿意的結果如圖7所示。

　　2．3輻射騷擾的抑制

　　輻射騷擾足指由任何部件、天線、電纜或連接線輻射的電磁干擾。

　　通常在電路元件布局上，應盡量使輸入交流和輸出直流插座（包括引線）分開并遠離。采用一端輸入另一端輸出是．種合理的布局。但考慮電源內部散熱通風，該電源采用圖2的散熱結構。不可回避的問題是輸入輸出線纜之間可能發(fā)生空間耦合，當有高頻傳導電流通過時就會產(chǎn)生強烈的輻射。

　　首先，從電磁騷擾源產(chǎn)生的機理入手，查找輻射騷擾源的所在，從根本上降低其產(chǎn)生輻射騷擾噪聲的電平。在輸出電壓比較低的情況下，輸出整流器和平滑電路的干擾可能比較嚴重，通過減小環(huán)路面積可以抑制di／dt環(huán)路產(chǎn)生的磁場輻射。整流及續(xù)流二極管工作在高頻開關狀態(tài)，也是個高頻騷擾源。二極管的引線寄生電感、結電容的存在以及反向恢復電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化率下，且產(chǎn)生高頻振蕩，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。

　　鐵氧體磁環(huán)和磁珠使用方便，價格便宜，抑制電磁干擾效果明顯。鐵氧體電感的等效電路為由電感L和電阻R組成的串聯(lián)電路，L和R都是頻率的函數(shù)。電阻值隨著頻率增加而增加，這樣就構成了一個低通濾波器。低頻時R很小，L起豐要作用，電磁干擾被反射而受到抑制；高頻時R增大，電磁干擾被吸收并轉換成熱能，使高頻干擾大大衰減。不同的鐵氧體抑制元件，有不同的最佳抑制頻率范圍。通常磁導率越高，抑制的頻率就越低。此外，鐵氧體的體積越大，抑制效果越好。在體積一定時，長而細的形狀比短而粗的抑制效果好，內徑越小抑制效果也越好。鐵氧體抑制元件應當安裝在靠近干擾源的地方。對于輸入、輸出電路，則應盡量靠近屏蔽殼的進、出口處。

　　整流二極管使用肖特基二極管，其陽極套鐵氧體磁珠（φ3.5×φ1．3×3．5），直流輸出線纜用鐵氧體磁環(huán)繞（φ13．5×φ7.5×7）2.5圈且靠近出口處。整改后輻射干擾最大處下降了約lOdB，但40MHz和100 MHz處余量較小，準峰值測試僅有5dB裕量?？紤]到認證過程繁瑣，周期長，而且各個認證檢測服務中心之間允許有2～3dB的誤差，產(chǎn)品的預測應在6dB以上的裕量為合適，如圖8所示。

　　鐵氧體磁珠、鐵氧體磁環(huán)的使用對騷擾源噪聲的抑制有了較大改善，如仍還不能滿足要求，只好采用屏蔽措施，在輸入輸出之間用2mm厚的鋁板隔離，以切斷通過空間耦合形成的電磁噪聲傳播途徑。結果輻射騷擾噪聲裕量達到了12dB以上，抑制噪聲效果相當明顯。通過以上措施大3m法電波暗室與IOm法電波暗室測試規(guī)定限值的轉換：由于標準GB9254認定ITE（信息技術設備）在10m測量距離處得到輻射騷擾限值，而較多的EMC檢測服務中心是在3m電波暗室內測試，因為場強大小與距離成反比，所以在3m法中測得的噪聲電平比在10m法時的噪聲電平值要下降10 dB。

　　圖4、圖8、圖9是由3m法電波暗室測得，其輻射騷擾限值為30～230MHz準峰值限值40dB，230～1000MHz準峰值限值47dB。圖10是由10m法電波暗室測得，圖9與圖lO比較，輻射噪聲波形相差不多。僅在兒個頻率點的噪聲電平略有增加。

　　3 結語

　　經(jīng)過以上的整改后，再次測試l80W電源的電磁兼容完全達到了設計要求。在電源設計初期解決EMI問題，結構尚未定型，可選用的方法多，有利于降低成本。

　　除以上所述的抑制措施外，還有其它一些方案，但設計方案都要兼顧電源成本。

　　與EMI相關的因素多且復雜，僅做到上述的幾點是遠遠不夠的，還有接地技術、PCB布局走線等都是很重要的。電磁兼容的設計任重而道遠，我們要不斷進行研究，以使我國的電子產(chǎn)品電磁兼容水平與國際同步。