基于SVPWM的三相混合開關(guān)電流型整流器的優(yōu)化控制策略研究

圖6 優(yōu)化SVPWM扇區(qū)I內(nèi)的矢量時(shí)序圖 圖7 優(yōu)化SVPWM中扇區(qū)I到扇區(qū)Ⅱ的矢量時(shí)序圖

4 仿真結(jié)果

對(duì)三相混合開關(guān)PWM電流型整流器使用優(yōu)化空間矢量控制策略進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真電路的功率為300kW，直流側(cè)電流為700A；網(wǎng)側(cè)濾波器諧振頻率為750Hz，濾波交流電感為100μH，等效串聯(lián)電阻為0.047Ω，網(wǎng)側(cè)三相濾波電容為450μF，則濾波器的品質(zhì)因數(shù)約為10；電路的工作頻率為2.4kHz。

圖8 優(yōu)化控制策略的網(wǎng)側(cè)電流波形：（a）相網(wǎng)側(cè)PWM電流波形；（b）各相網(wǎng)側(cè)電流波形

圖8為網(wǎng)側(cè)電流波形。對(duì)網(wǎng)側(cè)電流進(jìn)行傅里葉分析，圖8(b)中網(wǎng)側(cè)電流Isa的THD≈11.66%，各次諧波分量列于表1。5次到19次諧波由濾波器諧振放大，49次和53次為開關(guān)頻率及其邊頻諧波。通過增加諧振吸收電路來濾除低次諧波，網(wǎng)側(cè)電流如圖9所示。

圖9 (a)吸收17次諧波后的網(wǎng)側(cè)電流波形；（b）吸收5次、11次和17次諧波后的網(wǎng)側(cè)電流波形

圖10 傳統(tǒng)控制策略的網(wǎng)側(cè)電流波形:(a)a相網(wǎng)側(cè)PWM電流波形；（b）a相網(wǎng)側(cè)電流電壓波形

圖9(a)中，濾除17次電流諧波后，網(wǎng)側(cè)電流Isa的THD≈9.21%。圖9(b)中同時(shí)諧振吸收5次、11次和17次電流諧波后，Isa的THD≈5.89%。比較傳統(tǒng)的電流型空間矢量來分配網(wǎng)側(cè)電流脈沖，在相同的晶閘管關(guān)斷時(shí)間和電路調(diào)制比條件下，電路的最高工作頻率為1.2kHz。使用相同的電路拓?fù)鋮?shù)進(jìn)行仿真，網(wǎng)側(cè)電流波形如圖10所示。由于網(wǎng)側(cè)濾波器的轉(zhuǎn)折頻率太接近于電路的工作頻率，故開關(guān)頻率及其邊頻的諧波不易濾除。圖10(b)中最大諧波分量是基波的26.71%；網(wǎng)側(cè)電流Isa的THD≈33.2%。要減小THD需要增加網(wǎng)側(cè)濾波電感；另外開關(guān)頻率降低一半后，直流側(cè)濾波效果要到達(dá)原來的要求，濾波電容不變時(shí)，需要4倍原來的直流濾波電感。由仿真可見，通過優(yōu)化空間矢量來提高開關(guān)頻率，可減小濾波電感和電容，降低整體系統(tǒng)的體積和成本；雖會(huì)造成網(wǎng)側(cè)電流一定的畸變，通過采用諧振吸收電路，可使電網(wǎng)側(cè)電流諧波明顯被抑制。