高效小型化開關電源設計方案

2.2 同步整流技術
在低電壓大電流功率變換器中，若采用傳統(tǒng)的普通二極管或肖特基二極管整流由于其正向?qū)▔航荡螅ǖ蛪汗瓒O管正向壓降約0.7V，肖持基二極管正向壓降約 0.45V，新型低電壓肖特基二極管可達0.32V)，整流損耗成為變換器的主要損耗，無法滿足低電壓大電流開關電源高效率,小體積的需要。
MOSFET導通時的伏安特性為一線性電阻，稱為通態(tài)電阻RDS，低壓MOSFET新器件的通態(tài)電阻很小，如：IRL3102(20V，61A)、 IRL2203S(30V,116A)、IRL3803S(30V,100A)通態(tài)電阻分別為0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，它們在通過 20A電流時，通態(tài)壓降不到0.3V。另外，功率MOSFET開關時間短,輸入阻抗高，這些特點使得MOSFET成為低電壓大電流功率變換器首選的整流器件。功率MOSFET是一種電壓型控制器件，它作為整流元件時，要求控制電壓與待整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱為同步整流電路。圖1為典型的降壓型“同步”開關變換器電路(當電路中無SR時，為“普通”的降壓型開關變換器電路)。

3 電路的設計
所設計的電源參數(shù)如下：輸入電壓為50(1±10％)V,輸出電壓為3.3V,電流為20A,工作頻率為100kHz。
采用的主電路拓撲如圖1所示。由于有源鉗位采用的是FLYBACK型鉗位電路，它的鉗位電容電壓為：
Vc=Vin
所選用的控制IC芯片為UC3844，它的最大占空比為50％，所以電容上的電壓最大為Vin，電容耐壓為60V以上，只要選取足夠大即可保證電路能正常工作，本電路所選取的鉗位電容為47μF/100V。
有源鉗位管S1的驅(qū)動必須跟變壓器原邊的地隔離開，而且S1的驅(qū)動信號必須跟開關管S驅(qū)動信號反相，使用UCC3580可以實現(xiàn)兩個管子的驅(qū)動，可是這個芯片并不常見，因而這里選用UC3844跟IR2110組合。UC3844出來的控制信號用來作為IR2110的低端輸入，其反相信號作為IR2110的高端輸入，IR2110的高端驅(qū)動通過內(nèi)部自舉電路來實現(xiàn)隔離。這樣，我們就達到了驅(qū)動兩個開關管的目的。
在輸出整流電路中，當續(xù)流二極管（即SR的反并二極管）受正向電壓導通時，應及時驅(qū)動SR導通，以減小壓降和損耗。但為了避免SR與SR1同時導通，造成短路事故，必須有“死區(qū)”時間，這時仍靠二極管D導通。SR的開關瞬時要與續(xù)流二極管的通斷瞬時密切配合，因此對開關速度要求很高。另外，從成本綜合考慮，選用IRL3102。
變壓器的設計跟一般正激式變換器變壓器設計差不多，只是要考慮同步整流管的驅(qū)動。所選用的同步整流管的驅(qū)動開通電壓為4V左右，電路輸出電壓為3.3V，輸出端相當于一個降壓型電路，占空比最大為0.5，所以變壓器副邊電壓至少為6.6V。因為MOSFET的柵－源間的硅氧化層耐壓有限，一旦被擊穿則永久損壞，所以實際上柵－源電壓最大值在20～30V之間，如電壓超過20V，應該在柵極上接穩(wěn)壓管。

4 實驗結果和波形分析
開關管S1和S的Uds波形如圖3所示，RefA為S管壓降波形，50V/div，RefB為S1管壓降波形，50V/div。電路此時工作在Vin= 60V左右，S1和S的開關應力大概為120V，D=0.5左右。圖4為變壓器輸出電壓，也就是同步整流管SR1和SR的驅(qū)動信號，正的部分為SR的驅(qū)動信號，負的部分為SR1的驅(qū)動信號。實驗所得波形和分析的波形基本吻合，只是在開關轉(zhuǎn)換瞬間，電壓有小尖峰，這是由電路的雜散參數(shù)引起的。該電路的工作效率經(jīng)過測量大約在90％左右，基本達到設計的要求。

圖3 開關管S和S1的uds波形

圖4 同步整流管的驅(qū)動波形

5 結語
3.3V/20A的開關電源的設計表明，有源逆變加同步整流電路用在低壓大電流的正激式電路設計中，不加PFC電路時，能夠取得很高的效率。