基于UC3844的反激開關電源設計

　　圖2中MOSFET功率開關管的源極所接的R12是電流取樣電阻，變壓器原邊電感電流流經(jīng)該電阻產(chǎn)生的電壓經(jīng)濾波后送入UC3844的腳3，構成電流控制閉環(huán)。當腳3電壓超過1V時，PWM鎖存器將封鎖脈沖，對電路啟動過流保護功能；UC3844的腳8與腳4間電阻R16及腳4的接地電容C19決定了芯片內(nèi)部的振蕩頻率，由于UC3844內(nèi)部有個分頻器，所以驅(qū)動MOSFET功率開關管的方波頻率為芯片內(nèi)部振蕩頻率的一半；圖3中變壓器原邊并聯(lián)的RCD緩沖電路是用于限制高頻變壓器漏感造成的尖峰電壓。變壓器副邊整流二極管并聯(lián)的RC回路是為了減小二極管反向恢復期間引起的尖峰。MOSFET功率管旁邊的RCD緩沖電路是為了防止MOSFET功率管在關斷過程中承受大反壓。緩沖電路的二極管一般選擇快速恢復二極管，而變壓器二次側(cè)的整流二極管一般選擇反向恢復電壓較高的超快恢復二極管。

　　電路的反饋穩(wěn)壓原理：（輸出電壓反饋電路如圖4所示），當輸出電壓升高時，經(jīng)兩電阻尺R6、R7分壓后接到TL431的參考輸入端（誤差放大器的反向輸入端）的電壓升高，與TL431內(nèi)部的基準參考電壓2.5 V作比較，使得TL431陰陽極間電壓Vka降低，進而光耦二極管的電流If變大，于是光耦集射極動態(tài)電阻變小，集射極間電壓變低，也即UC3844的腳1的電平變低，經(jīng)過內(nèi)部電流檢測比較器與電流采樣電壓進行比較后輸出變高，PWM鎖存器復位，或非門輸出變低，于是關斷開關管，使得脈沖變窄，縮短MOSFET功率管的導通時間，于是傳輸?shù)酱渭壘€圈和自饋線圈的能量減小，使輸出電壓Vo降低。反之亦然，總的效果是令輸出電壓保持恒定，不受電網(wǎng)電壓或負載變化的影響，達到了實現(xiàn)輸出閉環(huán)控制的目的。

　　3 電源的若干參數(shù)設計

　　3.1 變壓器原邊電感設計

　　3.1.1 MOSFET開關管工作的最大占空比Dmax

　　式中：Vor為副邊折射到原邊的反射電壓，當輸入

　　為AC 220V時反射電壓為135V；

　　VminDC為整流后的最低直流電壓；

　　VDS為MOSFET功率管導通時D與S極間電壓，一般取10V。

　　3.1.2 變壓器原邊繞組電流峰值IPK

　　變壓器原邊繞組電流峰值IPK為：

　　式中：η為變壓器的轉(zhuǎn)換效率；

　　Po為輸出額定功率，單位為W。

　　3.1.3 變壓器原邊電感量LP

　　式中：Ts為開關管的周期（s）；

　　LP單位為H。