PWM加相移復(fù)合控制雙向DC/DC變換器優(yōu)化設(shè)計(jì)

O 引言
雙向DC/DC變換器可廣泛應(yīng)用于直流不停電電源系統(tǒng)、航滅電源系統(tǒng)、電動(dòng)汽車等應(yīng)用場合。傳統(tǒng)的相移控制雙向DC/DC變換器不需要輔助開關(guān)就可以實(shí)現(xiàn)ZVS軟開關(guān)。當(dāng)輸入電壓和輸出電壓的幅值不匹配時(shí)，相移控制雙向DC/DC變換器有較大的電流應(yīng)力而且軟開關(guān)范圍會(huì)減小。PWM加相移復(fù)合控制雙向DC/DC變換器解決了上述問題。

1 PWM加相移復(fù)合控制的工作原理
圖l是相移控制的雙向DC／DC變換器。在隔離變壓器兩側(cè)各有兩個(gè)開關(guān)。開關(guān)S1(S3)和S2(S4)是互補(bǔ)工作的，占空比是0．5，電感L1是能量傳輸器件。圖2是相移控制的概念圖。圖4(a)是當(dāng)?shù)刃л斎腚妷簐ab幅值等于等效輸出電壓Vcd幅值，即V1/2=nV2，n=Np：Ns是變壓器變比時(shí)相移控制的原理波形圖。當(dāng)?shù)刃л斎腚妷簐ab幅值不等于等效輸出電壓vcd幅值時(shí)，圖4(b)是V1/2nV2時(shí)相移控制的原理波形圖。當(dāng)?shù)刃л斎腚妷簐ab幅值不等于等效輸出電壓vcd幅值時(shí)，變換器的電流應(yīng)力和電流有效值變大，變換器傳遞無功也增大，這些都增大了變換器的電流應(yīng)力和通態(tài)損耗。圖3是PWM加相移復(fù)合控制雙向DC/DC變換器的概念圖。占空比的PWM控制相當(dāng)于在等效輸入電壓vab和等效輸出電壓vcd加入了一個(gè)電子變壓器。圖4(c)是PWM加相移復(fù)合控制雙向DC／DC變換器的波形圖。與相移控制相比，PWM加相移復(fù)合控制可以減小變換器的電流應(yīng)力和電流有效值，因此變換器的效率可以有所提高。本文提出了5 kW PWM加相移復(fù)合控制雙向DC／DC變換器的優(yōu)化沒計(jì)和控制方法?；陂_關(guān)損耗模型，不同開關(guān)MOSFET或IGBT和不同輸入電壓等級(jí)42V或380V的電路方案可以比較。具有最小開關(guān)損耗的電路方案可以提出。根據(jù)電路的工作原理，一種新的控制方案可以實(shí)現(xiàn)PWM加相移的復(fù)合控制。

2 變換器的開關(guān)損耗分析
PWM加相移復(fù)合控制雙向DC／DC變換器如圖1所示，開關(guān)S1(S3)和S2(S4)是互補(bǔ)工作，S1的占空比等于S3的占空比，即D=nV2/V1，S2的占空比等于S4的占空比。當(dāng)輸入電壓和輸出電壓改變時(shí)，占空比也隨之改變。當(dāng)S1(S2)的驅(qū)動(dòng)脈沖領(lǐng)先于S3(S4)的驅(qū)動(dòng)脈沖，變換器工作于正向模式，能量由V1流向V2。當(dāng)S1(S2)的驅(qū)動(dòng)脈沖落后于S3(S4)，變換器工作于反向模式，能量V2流向V1。L1是變壓器漏感和外串小電感之和，是能量傳輸器件。圖5是一個(gè)開關(guān)周期中，正向模式工作下的關(guān)鍵波形。

為了設(shè)計(jì)最小開關(guān)損耗的PWM加相移復(fù)合控制雙向DC／DC變換器，本文分析了基于不同器件MOSFET或IGBT，不同輸入電壓等級(jí)42V或380V的開關(guān)損耗。

在圖6中，vgs1是開關(guān)S1的驅(qū)動(dòng)脈沖，vds1是開關(guān)S1漏源電壓，vD1是S1反并聯(lián)二極管的電壓波形，iS1是開關(guān)S1的電流波形，iD1是開關(guān)S1反并聯(lián)二極管的電流波形。TD1on為S1體內(nèi)二極管的導(dǎo)通時(shí)間。tdead12為S1和S2間的死區(qū)時(shí)間。變換器的所有開關(guān)可以工作在ZVS下，開通損耗可以忽略。開關(guān)的損耗包括通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗。通態(tài)損耗由反并聯(lián)二極管的通態(tài)損耗PD1和主開關(guān)的通態(tài)損耗PS1on組成。當(dāng)開關(guān)關(guān)斷時(shí)，假設(shè)開關(guān)的并聯(lián)電容被恒定的電感電流線性充放電，開關(guān)的端電壓線性下降。以開關(guān)S1是MOSFET情況為例，計(jì)算其通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗。
S1的導(dǎo)通時(shí)間是tc到t1，其等效電阻為RS1。通態(tài)損耗是電流流過其通態(tài)電阻產(chǎn)生的損耗。

S1反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通時(shí)間是tb到tc，其通態(tài)損耗是電壓和電流的積分，可按式(2)計(jì)算。

S1在t1時(shí)刻關(guān)斷，到了t2時(shí)刻電流下降到O。關(guān)斷損耗足電壓和電流的積分，可按式(3)計(jì)算。

設(shè)定仿真參數(shù)：開關(guān)頻率f=100 kHz，移相角φ=45，占空比D=nV2/V1=O.5。輸出功率Pout=5kW。表1給出了4種不同器件和不同輸入電壓等級(jí)的電路設(shè)計(jì)方案。

如圖7所示為變換器工作在(5kW)正向模式下，4種電路設(shè)計(jì)方案的效率比較和正向輸出5kW時(shí)各個(gè)開關(guān)的損耗直方圖。損耗直方圖從左到右依次為開關(guān)S1、S2、S3、S4的通態(tài)損耗、關(guān)斷損耗、總損耗。

由此可以看出，器件的通態(tài)損耗是主要的，不同的器件和不同輸入電壓等級(jí)構(gòu)成的電路設(shè)計(jì)方案對(duì)效率有很大影響。開關(guān)損耗最小的是電路A和電路D。但是電路D中，開關(guān)損耗主要由S4組成，開關(guān)S4的損耗在5kW達(dá)到了150W，這對(duì)于開關(guān)S4的熱沒計(jì)帶來很大問題。與之相比，電路A中，開關(guān)損耗主要由S1和S2平均組成，這對(duì)電路的工作是有利的。因此電路設(shè)計(jì)方案A是優(yōu)化的。

3 雙向DC／DC變換器的控制框圖
根據(jù)變換器的原理，本文提出了一種新的控制方案，如圖8所示。電路的正向和反向工作方式由正向/反向控制信號(hào)控制兩個(gè)復(fù)用器(MUX)切換。當(dāng)電路正向工作時(shí)，反饋電壓電流分別是輸出電壓和輸出電流。電壓外環(huán)經(jīng)過PI后作為電流的參考，電流內(nèi)環(huán)的誤差經(jīng)過PI后調(diào)節(jié)電路的移相角。電路的占空比由輸入電壓和輸出電壓經(jīng)過運(yùn)算，即D=nV2/V1得到。

4 結(jié)語
本文分析了不同器件和輸入電壓對(duì)電路效率的影響。分析表明，Sl和S2用MOSFET，S3和S4用IGBT，低壓42V放在輸入側(cè)是優(yōu)化的方案。本文提出了一種新的控制方法，可以同時(shí)調(diào)節(jié)電路的占空比和移相角。