基于預(yù)失真技術(shù)的短波功率放大器線性化系統(tǒng)

摘 要：本文提出了一種基于預(yù)失真技術(shù)的短波功率放大器線性化系統(tǒng)的設(shè)計(jì)方案，該方案采用查找表技術(shù)，且使用了一種獨(dú)特的放大特性測(cè)量方法，具有很強(qiáng)的實(shí)用性。
關(guān)鍵詞：預(yù)失真；功放線性化；查找表

引言
隨著通信技術(shù)的發(fā)展，線性調(diào)制技術(shù)和寬帶通信技術(shù)正得到越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。在多通道短波通信發(fā)射設(shè)備中，多個(gè)包絡(luò)變化很大的單邊帶調(diào)制信號(hào)經(jīng)過(guò)疊加后，形成的寬帶信號(hào)通過(guò)非線性射頻功率放大器后會(huì)產(chǎn)生交調(diào)分量，因此，必須采用線性化技術(shù)以減少由此，產(chǎn)生的鄰道干擾。預(yù)失真技術(shù)是一種廣泛應(yīng)用的線性化技術(shù)，其優(yōu)點(diǎn)是方法靈活，相對(duì)復(fù)雜度較低。

系統(tǒng)結(jié)構(gòu)
對(duì)于短波通信而言，由于大多采用的是多載波單邊帶調(diào)制技術(shù)，信號(hào)對(duì)幅度敏感，而對(duì)相位不敏感，因此本文的假設(shè)前提是信號(hào)本身對(duì)相位不敏感，在此基礎(chǔ)上提出以下方法。

本文的預(yù)失真器是以查找表為基礎(chǔ)的，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。首先，根據(jù)功放特性測(cè)量的結(jié)果，按照某種算法建立預(yù)失真系數(shù)表。工作時(shí)，由輸入信號(hào)的幅度產(chǎn)生查找表的地址(因?yàn)楣Ψ盘匦砸话銥樾盘?hào)幅度值的函數(shù))，并由此產(chǎn)生預(yù)失真系數(shù)，輸入信號(hào)與該系數(shù)相乘，得到預(yù)失真信號(hào)。

圖1 預(yù)失真器的結(jié)構(gòu)

預(yù)失真技術(shù)的關(guān)鍵
查找表的建立

設(shè)理想功放的放大率為K，對(duì)應(yīng)于信號(hào)xn的功放的放大系數(shù)為gn，預(yù)失真器的系數(shù)為fn。yn=Kxn為理想放大器對(duì)應(yīng)于xn的響應(yīng)。通過(guò)測(cè)量的功放特性曲線表，可以查到當(dāng)輸出幅度ym=yn時(shí)對(duì)應(yīng)的輸入xm，從而得到以下關(guān)系：xmgm=Kxn=yn

若xn預(yù)失真后的信號(hào)滿足xnfn=xm,則xnfngm=Kxn

從而，系統(tǒng)滿足理想功放的特征。

因此，預(yù)失真系數(shù)可由下式計(jì)算得到：fn=xm/xn。

預(yù)失真系數(shù)表的創(chuàng)建過(guò)程為：根據(jù)輸入信號(hào)xn，計(jì)算其理想的響應(yīng)yn，然后，通過(guò)功放特性表查找對(duì)應(yīng)于響應(yīng)yn的輸入信號(hào)xm，最后計(jì)算預(yù)失真系數(shù)fn=xm/xn。

功放特性的測(cè)量

對(duì)功率放大器非線性特性進(jìn)行測(cè)定時(shí)，其輸出信號(hào)為一個(gè)具有非線性失真的正弦信號(hào)，其中心頻率設(shè)為f0。當(dāng)然，它不是一個(gè)單一頻率的信號(hào)。對(duì)功放輸出信號(hào)不能進(jìn)行窄帶濾波，否則就測(cè)不到其非線性失真特性。其次，也不能采用模擬幅度檢波的辦法來(lái)測(cè)定其幅度，因?yàn)槟M檢波器的效果不夠理想。

對(duì)功放輸出的信號(hào)只能通過(guò)A/D轉(zhuǎn)換，來(lái)測(cè)定功放失真特性參數(shù)，即其輸出信號(hào)最大值。

對(duì)功放失真特性的測(cè)量，具有兩個(gè)特點(diǎn)：一是其中心頻率可以選定，大概在10MHz~15MHz之間；二是只需測(cè)得其最大值。最大值不能通過(guò)積累或?yàn)V波的方法得到，因?yàn)楣Ψ泡敵龅氖鞘д娴恼倚盘?hào)，對(duì)它進(jìn)行信號(hào)處理會(huì)引起失真。

設(shè)采樣率足夠高，通過(guò)計(jì)算機(jī)模擬，得到ADC精度b=14和b=16時(shí)的兩組曲線(見圖2)，其它參數(shù)相同。

圖2 預(yù)失真系統(tǒng)仿真結(jié)果

可見，測(cè)量精度對(duì)預(yù)失真處理效果十分明顯，b=16時(shí)噪聲電平較b=14時(shí)小6dB。
受器件限制，當(dāng)ADC精度較高時(shí)，其采樣率不易做高。

為敘述方便，設(shè)功放輸出為y(t)=cos(2f0t)。

測(cè)定y(t)的最大值時(shí)，由于采樣率的原因，最大可能的誤差為error=

為充分利用ADC的精度，要求error＜1/2b-1，即1-cos(?f0 / fs)＜1/2b-1
當(dāng)b=16，f0=11MHz時(shí)，其相位偏差小于0.0087弧度(即0.5)，則fs＞4400MHz
這說(shuō)明，如果對(duì)一個(gè)正弦信號(hào)的一個(gè)周期進(jìn)行采樣，那么采樣率要高于4400MHz，才能保證采集到最大值。這顯然不現(xiàn)實(shí)。實(shí)際上可以較低的采樣速率對(duì)信號(hào)的多個(gè)周期進(jìn)行連續(xù)采樣，以達(dá)到同樣的效果。

設(shè)y(n)=cos(2f0n/fs)，若fs為f0的整數(shù)倍M，則y(n)=cos(2n/M)，
每個(gè)周期采集到的信號(hào)樣點(diǎn)都是相同的，能否采集到信號(hào)的最大值取決于開始采樣的時(shí)刻。因此，這種情況是達(dá)不到目的的。

若fs不為f0的整數(shù)倍，設(shè)fs/f0=M+p/q，其中M為整數(shù)，p、q為互素的整數(shù)，且p q，則有y(n)=cos(2n/(M+p/q))=cos(2qn/(qM+p))

在這種情況下，0 n N，其中N=qM+p，在連續(xù)q個(gè)周期內(nèi)采樣，得到N個(gè)不同相位的樣點(diǎn)，這等價(jià)于以更高的采樣速率在一個(gè)周期內(nèi)采樣N個(gè)點(diǎn)。

若相鄰采樣點(diǎn)間的相位差小于0.5，則360/N 0.5，即N 720。
在設(shè)計(jì)中，通常先確定M和連續(xù)采樣的周期數(shù)q，最后確定p。

取采樣率fs=160/3MHz，由于f0一般在10MHz~15MHz之間，所以可取M=3~5。這里取M=5，q=144, 在此情況下p可取1，5，7，11，…143，這里取p=43，得到的f0為10.0655MHz。

仿真發(fā)現(xiàn)，采樣點(diǎn)中數(shù)值≥cos(0.5?=0.9996的點(diǎn)有兩個(gè)，即239和594，從而可知結(jié)論是正確的。

理論上，采集到最大值所需時(shí)間為N/fs=(qM+p)/(160/3)ms=14.3062ms。實(shí)際中，需要采樣的時(shí)間要遠(yuǎn)大于這個(gè)值，這里取t=20(N/fs)=286.124≈287ms。
注意，在287ms期間內(nèi)，可以得到一個(gè)正的最大值和一個(gè)負(fù)的最大值，應(yīng)根據(jù)實(shí)際情況選其中之一或從兩者取其一折衷。

以較低的采樣速率對(duì)信號(hào)進(jìn)行多周期連續(xù)采樣，可得到以較高速率對(duì)單個(gè)周期采樣的效果。這種方法解決了ADC器件的選型問(wèn)題。

圖3 系統(tǒng)設(shè)計(jì)原理圖

系統(tǒng)設(shè)計(jì)
本文所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)如圖3所示。

時(shí)鐘分配：DSP時(shí)鐘由專用的10MHz晶振提供；其他時(shí)鐘由40MHz的晶振時(shí)鐘通過(guò)CPLD和FPGA提供：40MHz一路進(jìn)入CPLD，經(jīng)過(guò)4分頻后輸出，作為AD73322的主時(shí)鐘，另一路進(jìn)入FPGA，經(jīng)過(guò)內(nèi)部PLL倍頻和分頻，產(chǎn)生80MHz、160MHz、160/3MHz的時(shí)鐘，分別送入ISL5217、AD9777和AD9244。

各器件的主要參數(shù)配置

AD73322：DMCLK=輸入時(shí)鐘=1，采樣速率為DMCLK/256=39.0625KHz，SCLK=DMCLK/8。

ISL5217：載頻為10.0655MHz，載頻相位=0，采樣頻率為39.0625KHz，插值倍數(shù)=16，數(shù)據(jù)輸入方式為并口，數(shù)據(jù)輸出方式為real、Shaping Filter 系數(shù)設(shè)置等。

AD9777：內(nèi)插倍數(shù)=2，調(diào)試方式為none，雙端口輸入模式，使能PLL。
FPGA的主要工作：控制模塊，2倍插值濾波器，查找表，A/D采樣最值的搜索。

系統(tǒng)任務(wù)

前向通路：兩個(gè)任務(wù)，一是發(fā)送測(cè)試數(shù)據(jù)到功放并輸出；二是正常的數(shù)據(jù)通路。ADC以39.0625KHz的速率采樣數(shù)據(jù)，然后將數(shù)據(jù)傳送到DSP處理。DSP經(jīng)過(guò)AGC、濾波和調(diào)制后，以39.0625KHz的速率傳送到上變頻器ISL5217，它將對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行2048倍插值，達(dá)到80MHz，然后將其調(diào)制到10.0655MHz的載頻上，送往FPGA。FPGA將對(duì)其再進(jìn)行2倍插值處理，然后進(jìn)行預(yù)失真。最后，F(xiàn)PGA將預(yù)失真的數(shù)據(jù)送入DAC。DAC將對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行2倍插值處理，數(shù)據(jù)速率達(dá)到320MHz，然后經(jīng)DAC輸出到功放。

反饋通路：負(fù)責(zé)功放特性的測(cè)量。RF_DA將以160/3MHz的速率進(jìn)行采樣，采樣后的數(shù)據(jù)進(jìn)入FPGA，F(xiàn)PGA將檢測(cè)這些采樣數(shù)據(jù)幅度最大值(正和負(fù))，并將其送到DSP進(jìn)行記錄。
　　
系統(tǒng)工作流程
器件配置

在系統(tǒng)調(diào)試完成后，首先在CCS環(huán)境下將FPGA加載文件燒寫到Flash存儲(chǔ)器中(只燒寫一次)，在以后的工作中，開機(jī)后，由DSP程序?qū)PGA的加載文件從Flash存儲(chǔ)器讀出來(lái)，通過(guò)FPGA串行配置方式加載到FPGA上，這樣，其他芯片就有了時(shí)鐘，然后DSP再配置其他器件。

功放特性的測(cè)量

DSP以39.0625KHz發(fā)數(shù)據(jù)，從0到最大值32767，每個(gè)數(shù)據(jù)發(fā)送時(shí)間持續(xù)287ms，產(chǎn)生幅度恒定的正弦波，然后從FPGA中讀取相應(yīng)的包絡(luò)幅度最值。注意，在搜索最值前，應(yīng)先使發(fā)送信號(hào)穩(wěn)定下來(lái)，以確保檢測(cè)到的信號(hào)的準(zhǔn)確性。

查找表的建立

考慮到采樣的誤差，檢測(cè)到的信號(hào)并不是平滑的曲線，如果直接利用監(jiān)測(cè)到的信號(hào)來(lái)建表，系統(tǒng)誤差是很大的。因此，要對(duì)采樣的信號(hào)進(jìn)行平滑處理，其方法是多樣的，這里不作說(shuō)明。由于采樣信號(hào)的范圍可能小于-32767~+32767，要做歸一化處理，最后是啟動(dòng)正常的工作順序。
　　
結(jié)語(yǔ)
預(yù)失真是實(shí)現(xiàn)功率放大器線性化的有效方法，其實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單易行，系統(tǒng)穩(wěn)定。本文提出的方法簡(jiǎn)單有效，非常適用于一次開機(jī)后，使用時(shí)間比較短的應(yīng)用，因?yàn)闀r(shí)間長(zhǎng)，系統(tǒng)溫度會(huì)發(fā)生變化，功放的溫漂會(huì)造成功放特性的顯著變化，使系統(tǒng)性能極度惡化。
　　
參考文獻(xiàn)
1．趙洪新，陳憶元，洪偉.一種基帶預(yù)失真RF功率放大器線性化技術(shù)的模型仿真和實(shí)驗(yàn)，通信學(xué)報(bào)，2005年5月，第五期，第21卷
2．Intersil com，AN1022， Operation and Performance of the ISL5239 Pre-distortion Linearizer，July 2002