基于ISA總線的多路同步DDS信號源設(shè)計(jì)

直接數(shù)字頻率合成(Direct Digital Frequency Synthesis)技術(shù)是近年來隨著數(shù)字集成電路和微電子技術(shù)的發(fā)展而迅速發(fā)展起來的一種新的頻率合成技術(shù)。直接數(shù)字式頻率合成器以其極高的頻率分辨率、極短的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間、相位精確可調(diào)、設(shè)備結(jié)構(gòu)簡單、易集成、體積小及成本低等優(yōu)點(diǎn)，在高分辨雷達(dá)系統(tǒng)、寬帶擴(kuò)頻通信系統(tǒng)以及現(xiàn)代測控系統(tǒng)中得到廣泛的應(yīng)用。為了便于信息的采集、處理和操作控制，常常要求信號源基于PC機(jī)平臺設(shè)計(jì)。PC機(jī)內(nèi)部有兩種常用的總線，即PCI總線和ISA總線。ISA總線接口關(guān)系簡單．操作控制方便，既避免了PCI總線繁瑣的時(shí)序關(guān)系和各種苛刻的規(guī)范，又具有適中的傳輸速率，能夠滿足系統(tǒng)要求，是比較理想的DDS與計(jì)算機(jī)的接口總線。隨著電子系統(tǒng)復(fù)雜性的不斷增加，單路DDS已經(jīng)不能夠滿足系統(tǒng)需求，多路DDS系統(tǒng)的設(shè)計(jì)開始成為研究的熱點(diǎn)。

1 系統(tǒng)工作原理
圖1是某自動(dòng)測試系統(tǒng)的工作原理框圖。圖中的高穩(wěn)定度頻率基準(zhǔn)為整個(gè)系統(tǒng)提供頻率為50MHz的參考時(shí)鐘。系統(tǒng)的控制命令由計(jì)算機(jī)發(fā)出，經(jīng)過ISA總線傳輸，送到FPGA進(jìn)行緩存、譯碼，同步控制三路DDS產(chǎn)生需要的信號。其中，DDS1的輸出信號為初始相位可變，脈沖寬度、脈沖周期、脈沖個(gè)數(shù)等由計(jì)算機(jī)編程設(shè)定的射頻脈沖序列。脈沖的載波頻率在fT=2lMHz附近可調(diào)。該射頻脈沖經(jīng)過功率放大、低通濾波后，在高頻開關(guān)的控制下發(fā)射出去。接收到的反射回波由高頻開關(guān)選通，與DDS2產(chǎn)生的20MHz第一本振fLO1混頻，得到頻率為1MHz的中頻脈沖調(diào)制正弦信號。該中頻信號再分成兩路，分別與DDS3輸出的頻率為1MHz二本振fLO2的1支路和Q支路兩路脈沖調(diào)制正交信號進(jìn)行相位檢波，得到的信號經(jīng)低通濾波、模數(shù)轉(zhuǎn)換，送到計(jì)算機(jī)進(jìn)行數(shù)據(jù)處理。為保證收發(fā)信號有效可靠地隔離，在發(fā)射波門和接收波門之間插入等待時(shí)間。各路信號之間的關(guān)系如圖2所示。為簡便起見，圖中只畫出了DDS3輸出的I、Q兩路信號中的一路，這不影響對信號控制時(shí)序的理解。

為了便于信號處理，該系統(tǒng)對各路DDS輸出信號的時(shí)間關(guān)系提出了嚴(yán)格的要求：(1)相位檢波器的兩路正交參考信號相位應(yīng)嚴(yán)格控制在90相差上，以保證正交檢波器的性能。(2)其初始相位可以通過計(jì)算機(jī)控制調(diào)整。(3)DDS2的輸出信號和DDS3的I支路輸出信號必須同步，以保證在DDS3同相支路上的信號相位與中頻信號的相位保持同步；同時(shí)Q路信號必須保持相位的正交。(4)每個(gè)射頻脈沖周期，各路DDS輸出信號的初始相位嚴(yán)格同步，保證回波信號的相參積累。

2 多路同步設(shè)計(jì)
圖3是該自動(dòng)測試系統(tǒng)的數(shù)據(jù)采集、多路DDS同步單元的實(shí)現(xiàn)框圖。經(jīng)過相位檢波、低通濾波的I、0兩路信號輸入到該單元電路中，經(jīng)OP-07放大、AD976采集后，再經(jīng)FPGA由ISA總線送入到計(jì)算機(jī)中。OP-07具有低偏移、高開環(huán)增益的特點(diǎn)，適合于高增益的測試系統(tǒng)應(yīng)用。AD976是采樣速率為200ksps的高速16位低功耗模數(shù)轉(zhuǎn)換器。FPGA芯片采用Ahera公司的ACEX系列芯片EPlK50，實(shí)現(xiàn)ISA總線與三路DDS及數(shù)據(jù)采集的接口。其靈活的可重新配置特性為實(shí)現(xiàn)接口電路提供了極大的方便，片上集成有4OKbit的RAM，便于緩存計(jì)算機(jī)的控制信息。DDS芯片選擇美國模擬器件公司的AD9854。它的相位累加器為48位，利用片上PLL可實(shí)現(xiàn)4~20倍的可編程倍頻，內(nèi)部最高時(shí)鐘可達(dá)300blHz，尤為突出的優(yōu)勢在于具有100MHz的高速并行配置接口，內(nèi)置最大相位誤差小于1的I、Q兩路的DAC輸出，便于產(chǎn)生lMHz的正交信號。對于該自動(dòng)測試系統(tǒng)，各路DDS之間的同步關(guān)系是電路設(shè)計(jì)的核心問題。AD9854芯片本身沒有同步信號，要實(shí)現(xiàn)各路的精確同步，必須對電路進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。為分析方便，分別從參考時(shí)鐘、刷新時(shí)鐘和內(nèi)部鎖相倍頻三部分進(jìn)行討論。

2．1 參考時(shí)鐘
成功的同步設(shè)計(jì)要求各路DDS的參考時(shí)鐘之間的相位差最小。參考時(shí)鐘邊沿的時(shí)間差會(huì)使各路DDS輸出信號產(chǎn)生相應(yīng)比例的相位差。參考時(shí)鐘的邊沿抖動(dòng)要足夠小，上升/下降時(shí)間要短，以免增加時(shí)鐘信號的相位誤差。數(shù)據(jù)采集與多路DDS單元電路首先把外部送來的50MHz高精度、高穩(wěn)定度的正弦信號轉(zhuǎn)換成方渡，送給各路DDS作參考時(shí)鐘。時(shí)鐘轉(zhuǎn)換功能利用1：4的PECL時(shí)鐘分配器SYl00EL15實(shí)現(xiàn)。ECL電路是現(xiàn)有各種實(shí)用數(shù)字邏輯集成電路中速度最快的一種，也是目前惟一能夠提供亞毫微秒開關(guān)時(shí)間的實(shí)用數(shù)字邏輯電路。SYl00EL15最高可以工作在1.25GHz頻率上，器件間的最大偏斜為200ps，單個(gè)器件的最大偏斜為50ps，時(shí)鐘均方抖動(dòng)僅為2.6ps，上升時(shí)間介于325ps和575ps之間。AD9854的參考時(shí)鐘能夠兼容PECL邏輯。射頻信號在長線傳輸過程中，為了抑制由此產(chǎn)生的反射和串?dāng)_，SY100EL15的輸出與AD9854參考時(shí)鐘之問的PECL邏輯電路必須良好地匹配。圖4的匹配方式是一種比較好的方案。圖中：

對于3.3V供電的LVPECL電路，R1取126Ω，R2取82.5Ω。AD9854的時(shí)鐘輸入電路有單端方式和差分方式兩種，采用差分方式有利于抑制電路產(chǎn)生共模噪聲。時(shí)鐘分配網(wǎng)絡(luò)布線時(shí)，要保證每一路差分時(shí)鐘信號的走線等長，并且各路DDS時(shí)鐘信號之間的走線也應(yīng)當(dāng)?shù)乳L。電路板應(yīng)該按照微帶線設(shè)計(jì)。不同的微帶線結(jié)構(gòu)將導(dǎo)致信號傳輸常數(shù)有所差異。

2．2 刷新時(shí)鐘
AD9854芯片引腳中與配置內(nèi)核密切相關(guān)的信號除了數(shù)據(jù)線、地址線、寫信號以外，還有刷新時(shí)鐘。寫信號的作用是將I／O口上的數(shù)據(jù)傳送到AD9854芯片內(nèi)部的緩沖區(qū)中，而刷新時(shí)鐘則用于配置AD9854內(nèi)核的相應(yīng)寄存器。刷新時(shí)鐘引腳既可以作為輸入信號，工作于外部刷新模式；又可以作為輸出信號，工作于內(nèi)部刷新模式。鑒于多路同步原因，通常工作于外部刷新模式。刷新信號的時(shí)序如圖5所示。從AD9854內(nèi)部看，刷新時(shí)鐘UPDATE實(shí)際上是電平有效信號。在該信號出現(xiàn)于AD9854引腳后的第一個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘上升沿，即A時(shí)刻，系統(tǒng)時(shí)鐘識別到刷新時(shí)鐘。在第三個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘的上升沿，產(chǎn)生AD9854芯片DDS內(nèi)核的內(nèi)部刷新時(shí)鐘。該信號與系統(tǒng)刷新時(shí)鐘同步，作為將I／O口上的數(shù)據(jù)配置到AD9854內(nèi)部配置寄存器的時(shí)鐘信號。在第四個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘的上升沿，完成對內(nèi)部寄存器的配置。在第五個(gè)時(shí)鐘的上升沿，產(chǎn)生內(nèi)部刷新時(shí)鐘信號的下降沿，配置過程結(jié)束。以圖5為例，為使該過程工作可靠，應(yīng)當(dāng)保證三路DDS芯片的刷新時(shí)鐘必須超前于相同的系統(tǒng)時(shí)鐘，即時(shí)鐘0，否則會(huì)導(dǎo)致各路DDS的輸出相差一個(gè)AD9854的系統(tǒng)時(shí)鐘。

2．3 鎖相倍頻
根據(jù)數(shù)模轉(zhuǎn)換的數(shù)學(xué)模型，DDS輸出信號的頻率通常不得超過系統(tǒng)時(shí)鐘頻率的40％。以50MHz作為參考時(shí)鐘產(chǎn)生頻率為20MHz的信號會(huì)給濾波帶來困難。AD9854內(nèi)部集成了鎖相倍頻電路，可以將50MHz的參考時(shí)鐘倍頻至200MHz。片上鎖相倍頻電路帶來的問題是環(huán)路建立時(shí)間會(huì)隨著AD9854及片外環(huán)路濾波器的器件不同而產(chǎn)生差異。這將導(dǎo)致在鎖相環(huán)路的建立過程中，送給AD9854相位累加器的系統(tǒng)時(shí)鐘周期數(shù)目無法準(zhǔn)確預(yù)測。因此在環(huán)路建立過程中，相位控制字的值必須為零以避免相位累加器的值不斷累加。DDS芯片內(nèi)部集成鎖相環(huán)路的建立時(shí)間典型值約為400μs。為了保證各路DDS的同步，在起始10ms讓AD9854輸出的頻率控制字和相位控制字始終為零。10ms以后，才啟動(dòng)AD9854的輸出相位累加過程。待PLL建立起來以后，再改變各路DDS芯片相應(yīng)的控制字。

計(jì)算機(jī)的主控軟件用VB語言編寫，系統(tǒng)FPGA軟件用VHDL語言編寫。FPGA內(nèi)部設(shè)計(jì)了一個(gè)基于FIFO技術(shù)的緩沖區(qū)，將主控計(jì)算機(jī)發(fā)送過來的各類控制命令暫存。為了簡化控制時(shí)序，采用的方法是利用ISA總線的數(shù)據(jù)線依次傳輸各路AD9854的配置數(shù)據(jù)和寄存器地址，并且暫時(shí)存放在緩沖區(qū)中；而后利用ISA總線的寫信號作為各路AD9854的刷新時(shí)鐘信號，完成對DDS芯片的同步配置。

3 測試結(jié)果
ISA總線信號源采用四層印刷電路板設(shè)計(jì)。布線時(shí)，采取電源退耦濾波、合理分割內(nèi)電層、隔離數(shù)字地和模擬地等措施，有效地克服了計(jì)算機(jī)內(nèi)部復(fù)雜的電磁干擾環(huán)境，得到了較好的測試結(jié)果。用Agilent公司頻譜儀8563EC測試了DDS輸出的頻譜。用Tektronix公司的示波器TDS3032B測試了三路DDS輸出的時(shí)間關(guān)系。結(jié)果表明，信號在20MHz處的相位噪聲優(yōu)于一100dBc@lkHz，在O～0.5fs范圍內(nèi)的雜散抑制優(yōu)于-55dBc。以DDS的尉新信號作為同步參考信號，三路DDS(包括DDS3的I/Q兩路)，從刷新時(shí)鐘上升沿到DDS有信號輸出，時(shí)間間隔均為305ns，能夠?qū)崿F(xiàn)精確的同步。

為了保證頻率合成器的性能指標(biāo)，抑制電磁干擾,DDS通常都是單獨(dú)安裝在密閉的屏蔽盒中。從目前的應(yīng)用情況看，越來越多的基于計(jì)算機(jī)的電子系統(tǒng)要求利用DDS技術(shù)實(shí)現(xiàn)各種精確、使用靈活的信號源。這使得DDS很難實(shí)現(xiàn)單獨(dú)屏蔽。計(jì)算機(jī)系統(tǒng)內(nèi)部的電磁泄漏非常嚴(yán)重。信號走向、各種時(shí)鐘和時(shí)鐘發(fā)生器、CPU等都會(huì)對處于計(jì)算機(jī)內(nèi)部的DDS產(chǎn)生干擾。本文對基于計(jì)算機(jī)的DDS技術(shù)做了嘗試。在沒有增加屏蔽結(jié)構(gòu)的條件下。頻率合成器的相位噪聲和雜散指標(biāo)都滿足系統(tǒng)要求，針對AD9854，通過精心設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了多路DDS的同步和IQ正交輸出。