優(yōu)良綜合性能的高頻軟開(kāi)關(guān)逆變電源
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(c) 控 制 系 統(tǒng) 框 圖
圖 3 DC/AC逆 變 橋 三 態(tài) 離 散 脈 沖 電 流 控 制 原 理
uAB= (1)
式中:δ——半個(gè)滯環(huán)寬度;
udom——高頻脈沖直流電壓幅值。
4 關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計(jì)準(zhǔn)則
4.1 箝位電容Cc
箝位電容Cc應(yīng)滿足
Cc≥(1-D)2Ts2/(8LmΔUc/Uc) (2)
通常取ΔUc/Uc≤10%,按最壞情況D=Dmin來(lái)設(shè)計(jì)。
4.2 功率開(kāi)關(guān)S、箝位開(kāi)關(guān)Sc、吸收支路開(kāi)關(guān)Sr三個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)延遲時(shí)間
延遲時(shí)間t1、t2過(guò)大,影響了有效占空比;延遲時(shí)間過(guò)小,滿足不了要求。Sc關(guān)斷與S開(kāi)通的時(shí)間間隔應(yīng)不小于變壓器磁化電感Lm與功率開(kāi)關(guān)輸出電容Cs間諧振周期的四分之一,即
t2≥2π/4 (3)
S關(guān)斷與Sc開(kāi)通的時(shí)間間隔t1應(yīng)滿足
2π/4t1(1-D)Ts/2 (4)
式(3)、式(4)按最壞情況(Ui=Uimin、D=Dmax、Uc=Ucmax)來(lái)調(diào)節(jié)參數(shù)。Sr關(guān)斷相對(duì)于S關(guān)斷的延遲時(shí)間t4為
t4=ΔDTsDTs (5)
式中:ΔD——高頻脈沖直流電壓擴(kuò)展的占空比。
4.3 功率開(kāi)關(guān)S實(shí)現(xiàn)ZVS的條件
功率開(kāi)關(guān)S能否實(shí)現(xiàn)ZVS,取決于變壓器磁化電流峰值與折算到變壓器原邊的負(fù)載電流的差值。功率開(kāi)關(guān)S實(shí)現(xiàn)ZVS的條件為
(1/2)Lm(ILm-iLf·N2/N1)2≥(1/2)CsUi2 (6)
式中:ILm——變壓器磁化電流峰值。
4.4 高頻脈沖直流電壓波平均值Udo,avg選取
為了確保輸出電壓THD小,應(yīng)滿足
UO≤Udo,avg (7)
Udo,avg=(N2/N1)Ui(D+ΔD) (8)
由式(8)可知,相同的Udo,avg值,總占空比(D+ΔD)越大,則高頻脈沖直流電壓幅值將越小。因此,高頻脈沖直流電壓波占空比擴(kuò)展,一方面降低了DC/AC逆變橋功率開(kāi)關(guān)的電壓應(yīng)力;另一方面簡(jiǎn)化了前級(jí)高頻脈沖直流環(huán)節(jié)電路。此外,為了保證DC/AC逆變橋功率器件可靠實(shí)現(xiàn)ZVS,需要一定的零電平時(shí)間t0,則最大占空比應(yīng)滿足
(D+ΔD)max≤1-t0fs (9)
式中:fs——開(kāi)關(guān)頻率。
4.5 開(kāi)關(guān)頻率fs
fs/fo越高(fo為輸出電壓正弦波的頻率),高頻變壓器,輸入與輸出濾波器將越小。但fs受式(9)限制,若fs過(guò)高,則最大占空比變小,高頻脈沖直流電壓波幅值UiN2/N1將增大。故fs應(yīng)折衷考慮。這里開(kāi)關(guān)頻率fs選取80kHz。
4.6 輸出LC濾波器
濾波電感Lf的合適取值范圍為
Lf (10)
式中:Igm,max——給定電流幅值;
ωo——輸出電壓角頻率;
輸出濾波電容Cf用來(lái)濾除輸出電壓uo中的高次諧波,若Cf越大,輸出電壓uo的THD就越小,但DC/AC逆變器無(wú)功電流分量增大,從而增大了變流器的體積和成本。一般選取ICf≤0.5Iomax為宜,因此濾波電容Cf值應(yīng)滿足:
Cf≤0.5Iomax/ωoUO (11)
式中:Iomax——輸出電流最大值。
4.7 滯環(huán)寬度δ的選擇
一般來(lái)說(shuō)環(huán)寬過(guò)小,電路不能有效地選擇零狀態(tài),電路工作于雙極性模式,輸出電壓THD增大,開(kāi)關(guān)頻率升高,損耗增加,且每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都有能量回饋,吸收電容兩端電壓脈動(dòng)變大。若環(huán)寬過(guò)大,輸出濾波電感上的電流偏差過(guò)大,輸出電壓的THD也會(huì)增大,且電路的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)速度變慢,影響到系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性。通常選取滯環(huán)寬度為
δ=(0.2~0.4)(Udo,avg/Lf)Ts (12)
評(píng)論