如何提高便攜式系統(tǒng)電源的效率

雖然開關(guān)式電源供應器聲稱可以發(fā)揮接近 100% 的效率，但若以低負載電流操作，其效率則會大幅下降，甚至比線性穩(wěn)壓器的效率還低。我們只要采用斷續(xù)導電模式 (DCM) 再配合多種不同的操作模式，便可提高開關(guān)式電源的效率。

目前市場有多種不同的開關(guān)式電源可供選擇，例如采用升壓、降壓以及反相配置等不同的電源供應器，而其中以降壓轉(zhuǎn)換器最受采用電池供電的應用方案歡迎。

降壓轉(zhuǎn)換器受歡迎的原因非常簡單。開關(guān)式電源的效率接近 100%，但能否發(fā)揮這樣高的效率則取決于操作環(huán)境及電源供應器在系統(tǒng)設計中所扮演的角色。開關(guān)穩(wěn)壓器的效率遠比線性穩(wěn)壓器高，正因為這個緣故，以電池供電的應用方案大多選用開關(guān)穩(wěn)壓器。

[圖]

開關(guān)降壓穩(wěn)壓器
線性穩(wěn)壓器

· Vg = 3.6V
· Vo = 1.5V
· 0 < Io < 300mA

圖 1：以較高以至極高負載電流操作時，開關(guān)降壓穩(wěn)壓器的效率比線性穩(wěn)壓器高一倍，但負載若很低，其效率便會大打折扣。

圖 1 將線性穩(wěn)壓器與開關(guān)降壓穩(wěn)壓器在不同負載電流下所發(fā)揮的效率加以比較。從圖中我們可以看到在大部分的負載情況下線性穩(wěn)壓器只能發(fā)揮約 40% 的效率，而降壓穩(wěn)壓器的效率則超過 90%。但我們必須留意，當負載電流跌近至 0.1mA 的極低水平時，降壓穩(wěn)壓器的效率會跌至比線性穩(wěn)壓器的效率還低的水平。

雖然開關(guān)穩(wěn)壓器在一個很窄小的負載范圍內(nèi)無法發(fā)揮其高效率，但這又與我們何干？話不能這樣說，因為如果我們的系統(tǒng)有很多時間處于待機狀態(tài)，這個問題便不能置之不理。

微處理器/數(shù)字信號處理器核心模式 備用 待機 第 1 次操作 第 2 次操作 滿載操作
這個模式占全部使用時間的百分比
負載電流 Io [mA]

線性穩(wěn)壓器線性穩(wěn)壓器平均總 Ig [mA] 效率 [%]
電池電流 Ig [mA]
這個模式的平均 Ig [mA]

開關(guān)穩(wěn)壓器開關(guān)穩(wěn)壓器平均總 Ig [mA] 效率 [%]
電池電流 Ig [mA]
這個模式的平均 Ig [mA]

Vg = 3.6V
Vo = 1.5V
0 < Io < 300mA

圖 2：裝設于移動電話之內(nèi)的微處理器/數(shù)字信號處理器可能有 90% 的時間采用低負載的待機模式。以這樣低的負載來說，線性穩(wěn)壓器是一個效率更高的供電來源。

例如，裝設于移動電話之內(nèi)的微處理器/數(shù)字信號處理器有 90% 的時間采用低負載的待機模式，期間只耗用 0.1mA 的電流。我們?nèi)舨捎镁€性穩(wěn)壓器為微處理器/數(shù)字信號處理器提供電源供應，電池只需要提供 0.12mA 的供電便可驅(qū)動穩(wěn)壓器。但我們?nèi)舨捎瞄_關(guān)穩(wěn)壓器，電池則需要提供 0.14mA 的供電，耗電量比線性穩(wěn)壓器高 15%。

毫無疑問，開關(guān)穩(wěn)壓器在其余 10% 的時間可以發(fā)揮遠比待機模式為高的效率。對于以電池供電的系統(tǒng)來說，開關(guān)穩(wěn)壓器是一個較為理想的選擇，原因也在于此。但其實我們有多個方法可以進一步提高開關(guān)穩(wěn)壓器以低負載電流操作時的效率，以下介紹兩個改善的方法。

[圖]
圖 3a
NMOS: 同步整流器 S2

[圖]
PMOS: 主開關(guān)器 S1
驅(qū)動器
圖 3b

圖 3：理想的開關(guān)電源的開關(guān)由兩個金屬氧化半導體場效應晶體管 (MOSFET) S1 及S2 搭配相關(guān)電路組成。

導電損耗的產(chǎn)生

第一個改善效率的方法是盡量減少電源供應器采用低負載電流操作時產(chǎn)生的導電損耗。(第二個方法是盡量減少開關(guān)損耗。) 但深入探討這兩個問題之前，我們要先了解有關(guān)的背景。例如，圖 3a 是一個理想的開關(guān)穩(wěn)壓器電路，我們可以看看輸出濾波器內(nèi)的電感器的電壓及電流波形。

若開關(guān)處于位置 1，電感器的電壓為 Vg - V。若開關(guān)處于位置 2，電感器的電壓為 -V。

若開關(guān)處于位置 1，電感器的電流斜率則屬正數(shù)。我們可以利用以下公式計算斜率的數(shù)值：

di
VL = L ----
Dt

Vg - V
斜率相等于 ---------
L

若開關(guān)處于位置 2，電感器的電流斜率則屬負數(shù)，

-V
其斜率相等于---------
L

簡單來說，這是電感器平均電流的紋波。紋波的波幅具有相當重要作用，現(xiàn)特別以 DIL 這個符號代表紋波波幅。DIL 是電感器紋波電流的峰值與其平均值之間的波幅。(2DIL 是紋波的峰峰值。)

當我們分析開關(guān)式電源供應器的穩(wěn)定狀態(tài)時，我們不可忘記以下兩個事實。其一是電感器的平均電壓等于零；其二是流經(jīng)電容器的平均電流等于零。

我們?nèi)艏毿姆治鲞@些事實，便會發(fā)現(xiàn)開關(guān)穩(wěn)壓器的直流輸出電壓與占空度及輸入電壓成正比，亦即 V = D x Vg。我們也會發(fā)現(xiàn)流經(jīng)電感器的平均電流相等于輸出電流。

因此，若負載電流上升，電感器的平均電流也隨著上升。若負載電流下降，電感器的平均電流也隨著下降。但無論負載電流如何波動，紋波電流的波幅保持不變。我們必須緊記一點，紋波的波幅(DIL) 取決于輸入及輸出電壓，也取決于電感器的電感值，但不受電流的影響。

[圖]

高 Io
低 Io
每當負載電流跌至較低的水平時，電感器電流的極性會逆轉(zhuǎn)

高 Io
低 Io
電感器電流在周期結(jié)束前下跌至零：“斷續(xù)導電模式”(DCM)

圖 4：電源供應器處于穩(wěn)定狀態(tài)時，電感器平均電流等于負載電流。負載電流下跌時，電感器電流也會隨著下跌，直至電感器電流跌至低于零，導電損耗便由此產(chǎn)生。

我們?nèi)粼谑静ㄆ魃嫌^看流經(jīng)電感器的電流，便可看到電感器電流之中直流部分的紋波。我們?nèi)粽{(diào)低開關(guān)穩(wěn)壓器的負載電流，便會發(fā)覺電感器電流的直流部分也會隨著下跌，但紋波的波幅則不會出現(xiàn)任何變動。我們?nèi)舨粩鄬⒇撦d電流調(diào)低，直到低至某一點時我們會發(fā)覺電感器電流會在一瞬間低于零。

即使我們將電感器電流的流向逆轉(zhuǎn)，作用也不大，因為這樣不會加大輸出電流，但卻會引致電源供應器產(chǎn)生內(nèi)在的導電損耗，以致效率會受到影響。

為免電流跌至低于零，我們可以采用過零檢測電路，指示圖 3b 上的 S2 開關(guān)在電流跨越零點時立即開啟。開關(guān)器開啟之后，電感器電流將會以斷斷續(xù)續(xù)的方式流動。換言之，開關(guān)穩(wěn)壓器已改用斷續(xù)導電模式操作。

由于我們知道電感器電流會跌至零，電流甚至會停止一段時間，因此我們很容易看見斷續(xù)操作模式。為此，開關(guān)必須執(zhí)行二極管的功能，讓電流只能單向流動。這是確保轉(zhuǎn)換器在較低負載電流下仍能以較高效率操作的理想方法。美國國家半導體的 LM26XX 系列降壓轉(zhuǎn)換器芯片采用的所有開關(guān)穩(wěn)壓器都具備這個功能特色。

開關(guān)損耗的累加效果

正如先前所說，我們的目的是要確保開關(guān)穩(wěn)壓器即使采用低負載電流操作也可發(fā)揮更高的效率。第一個改善辦法主要針對轉(zhuǎn)換器的導電損耗，并確保有關(guān)損耗能減至最少。第二個改善方法是要盡量減低開關(guān)損耗。

開關(guān)式電源供應器共有五大類開關(guān)損耗。

MOSFET 門極及開關(guān)節(jié)點四周的電容器會不斷充電及放電，并在這個過程中不斷產(chǎn)生開關(guān)損耗，這是開關(guān)式電源的第一類開關(guān)損耗。即使采用任何 CMOS 門極或 CMOS 計數(shù)器，并將所有不同內(nèi)部節(jié)點的所有電容加以充電及放電，其中產(chǎn)生的所有損耗即等于第一類開關(guān)損耗。換言之，第一類開關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正比。

第二類開關(guān)損耗屬于電感開關(guān)過渡損耗，而這種損耗也會降低電源供應器的效率。出現(xiàn)損耗的主要原因是即使電路上其它芯片的電壓不斷轉(zhuǎn)變，電感器永遠想確保流入這些芯片的電流能保持穩(wěn)定。

第三類開關(guān)損耗由二極管本身的反向恢復所產(chǎn)生。開關(guān)式電源供應器的“開關(guān)”由兩個金屬氧化半導體場效應晶體管 (MOSFET) 組成，它們分別是 PMOS 晶體管以及 NMOS 晶體管。(參看圖 3b)。每當電感器獲得電源供應時，PMOS 開關(guān)便會開啟，而 NMOS 開關(guān)便會關(guān)閉。反過來說，若電源供應器停止向電感器供電，PMOS 開關(guān)便會關(guān)閉，而 NMOS 開關(guān)則會開啟。但我們當然不想同時開啟 PMOS 及 NMOS 的開關(guān)，否則可能會有大量電流從電池流入接地線。為免這個情況出現(xiàn)，我們要適當安排驅(qū)動信號，以便在過渡時間內(nèi)短暫關(guān)閉這兩個開關(guān)。但由于電感器必須確保其電流穩(wěn)定，因此為了吸納電感器的電流，NMOS 晶體管的二極管必須在此時啟動。二極管一經(jīng)啟動之后，二極管引起的電壓下降便會產(chǎn)生電感損耗。但二極管一經(jīng)關(guān)閉之后，也會產(chǎn)生瞬態(tài)開關(guān)損耗，以致需要電源供應器為其提供反向恢復電流 (亦即電源供應)。

第四類開關(guān)損耗屬于控制器本身的內(nèi)部損耗、振蕩器的損耗以及電源供應器內(nèi)在的其它損耗。部分損耗與開關(guān)頻率的高低成正比。最后一類損耗來自電感器本身。電感器除了有其正常的電阻損耗之外，還有核心損耗及渦流損耗。核心及渦流損耗也與開關(guān)頻率的高低成正比。

最后三類損耗不一定像第一、二類損耗那么明顯，但我們不能置之不理，我們?nèi)粝肭宄私忾_關(guān)穩(wěn)壓器能發(fā)揮哪一水平的效率，便需將這些損耗計算在內(nèi)。

多種不同的操作模式

既然有這么多種開關(guān)損耗，現(xiàn)在的問題是如何將這些損耗減至最少。一般來說，采用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 技術(shù)的開關(guān)穩(wěn)壓器在進入脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 操作模式時可以將其開關(guān) -- 即內(nèi)含的兩個金屬氧化半導體場效應晶體管 (MOSFET) -- 的開關(guān)頻率保持在一個固定的水平。

雖然脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 的優(yōu)點很多，但其中一個缺點是每當開關(guān)穩(wěn)壓器采用較低負載電流操作時，其效率會下降。

當開關(guān)穩(wěn)壓器以接近滿載或較大負載電流操作時，導電損耗遠比瞬態(tài)開關(guān)損耗為多。若負載電流下降，導電損耗也會按比例下跌，但大部分開關(guān)損耗則不會下跌，因為振蕩器及電源供應器的開關(guān)頻率一直保持不變，并繼續(xù)以這個較高的頻率進行開關(guān)。因此開關(guān)損耗會占開關(guān)穩(wěn)壓器總體損耗一個較大的比例。正是由于這個原因，負載電流若下跌，效率也會隨著下降。

有一種操作模式可以減低開關(guān)損耗，令開關(guān)頻率也會隨著負載電流的下跌而下跌，藉此減低開關(guān)損耗，以便提高效率。

脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 便屬于這種可以降低開關(guān)頻率以便減少開關(guān)損耗的操作模式。若開關(guān)穩(wěn)壓器采用脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 模式運行，我們只要進行簡單的計算及分析，便會發(fā)覺轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率確實與負載的大小成正比。但開關(guān)頻率也與其它系數(shù)成正比。轉(zhuǎn)換器若采用脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 模式運行，即使負載電流較低，也可發(fā)揮比脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 模式為高的效率。

[圖]
圖 5：開關(guān)式電源供應器只要靈活采用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 及脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 兩種操作模式，便可以在較寬的低負載范圍內(nèi)發(fā)揮更高的效率。

圖 5 列出測試美國國家半導體 LM2618 穩(wěn)壓器所得的數(shù)據(jù)。這款穩(wěn)壓器設有多個簡單的控制裝置，讓用戶可以在脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 及脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 兩種模式之間不斷來回轉(zhuǎn)換。

首先，據(jù)上圖右邊所顯示，穩(wěn)壓器若以接近 400 mA 的滿載電流操作時，效率則非常高。但當負載下降，負載電流跌至約 50 mA 時，穩(wěn)壓器的效率開始急降，主要因為 LM2618 穩(wěn)壓器采用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 模式操作，令這個時候的開關(guān)損耗占較大的比例。若穩(wěn)壓器的負載電流下跌至 50 mA 時改用脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 模式操作，我們會發(fā)覺雖然穩(wěn)壓器的效率比之前稍低，但仍然遠比這個轉(zhuǎn)換器繼續(xù)采用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 模式時的效率高。由于開關(guān)穩(wěn)壓器可以因應負載電流的高低在兩種不同模式之間靈活轉(zhuǎn)換，因此可在較寬的負載電流范圍內(nèi)發(fā)揮比單一操作模式穩(wěn)壓器更高的效率。

但脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 模式也有其缺點，它的可變頻率會對一些靈敏度極高的系統(tǒng)如高靈敏度模擬系統(tǒng)或射頻系統(tǒng)造成干擾。

脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 模式還有其它潛在的缺點。例如開關(guān)穩(wěn)壓器的輸出紋波電壓比脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 模式的輸出紋波電壓高。這是由于開關(guān)式電源供應器一般都采用前文曾討論過的斷續(xù)導電模式操作，以致更高的峰值開關(guān)電流產(chǎn)生更高的紋波電壓。

我們設計的系統(tǒng)若有可能受可變頻率產(chǎn)生的噪音影響，又或者系統(tǒng)的電壓紋波必須保持在極低的水平，我們便需要考慮采用另一種操作模式以提高開關(guān)穩(wěn)壓器的效率。這種模式的解決辦法是利用 SMPT 執(zhí)行線性穩(wěn)壓器而非開關(guān)穩(wěn)壓器的功能。

若采用 SMPT 執(zhí)行線性穩(wěn)壓器的功能，尤其是執(zhí)行低壓降穩(wěn)壓器的功能，電源供應器便可利用 S1 金屬氧化半導體場效應晶體管 (MOSFET) 將輸入電壓壓低至穩(wěn)壓輸出水平。

低壓降操作模式有它的優(yōu)點。在以上的三個模式之中，毫無疑問以低壓降操作模式的靜態(tài)電流為最低。因此，我們的系統(tǒng)若需要在一段很長的時間內(nèi)采用待機模式，期間必須耗用極低的負載電流，像低壓降穩(wěn)壓器所耗用的那么低的靜態(tài)電流，那么系統(tǒng)的效率可能會不太理想，但電池的電流 (即整體的輸入供電電流) 也會很低，因此仍可改善電池效率，直至系統(tǒng)的操作耗盡電池的用電為止。低壓降穩(wěn)壓器產(chǎn)生的噪音當然遠比任何類型的開關(guān)穩(wěn)壓器為低，因此這也是它的主要優(yōu)點。

簡單來說，可在脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 及脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 兩種模式之間靈活轉(zhuǎn)換的開關(guān)穩(wěn)壓器可在極廣闊的負載范圍內(nèi)以更高的效率提供供電，而且靜態(tài)電流 (IQ) 極低。其缺點是以較低負載電流操作時會產(chǎn)生較多輸出電壓紋波。相較之下，可以靈活選用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 或低壓降模式的開關(guān)穩(wěn)壓器即使在極低負載、極低靜態(tài)電流以及極低輸出電壓紋波等情況下仍能以較高的效率提供供電。

此外，若要提高效率，我們可以一方面減低開關(guān)損耗，另一方面減低導電損耗。我們?nèi)綦p管齊下，便可確保即使便攜式系統(tǒng)以極低的負載電流操作，仍然可以提高其電源供應效率。

圖片說明：

圖 1：以較高以至極高負載電流操作時，開關(guān)降壓穩(wěn)壓器的效率比線性穩(wěn)壓器高一倍，但負載若很低，其效率便會大打折扣。

圖 2：裝設于移動電話之內(nèi)的微處理器/數(shù)字信號處理器可能有 90% 的時間采用低負載的備用模式。以這樣低的負載來說，線性穩(wěn)壓器是一個效率更高的供電來源。

圖 3：理想的開關(guān)模式電源供應器的開關(guān)由兩個金屬氧化半導體場效應晶體管 (MOSFET) S1 及S2 搭配相關(guān)電路組成。

圖 4：電源供應器處于穩(wěn)定狀態(tài)時，電感器平均電流等于負載電流。負載電流下跌時，電感器電流也會隨著下跌，直至電感器電流跌至低于零，導電損耗便由此產(chǎn)生。

圖 5：開關(guān)式電源供應器只要靈活采用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 及脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 兩種操作模式，便可以在較寬的低負載范圍內(nèi)發(fā)揮更高的效率。