使用一次側(cè)回授的 4.2 W GU10 LED 照明驅(qū)動(dòng)器

圖 4 TPS92310 方塊圖

1.4 ZCD 檢測(cè)、延遲設(shè)置與輸出過壓

零交叉檢測(cè) (ZCD) 引腳對(duì)變壓器輔助繞組進(jìn)行零電流檢測(cè)。當(dāng) ZCD 電壓低于VZCD(TRIG)電平時(shí)，內(nèi)部 RS 觸發(fā)器便向 IDLY 延遲模塊發(fā)送一個(gè) ZCD 信號(hào)，觸發(fā)下一個(gè)開關(guān)周期。該引腳的雙層檢測(cè) (ARM/TRIG)，可以確保開關(guān) FET 在隔離變壓器二次側(cè)零電流時(shí)“開啟”。圖 5 顯示了開關(guān) FET“漏電流”的典型開關(guān)波形圖。控制器還會(huì)為 ZCD 檢測(cè)提供 300ns 的空余時(shí)間，以避免出現(xiàn)任何可能的振鈴影響。

為了降低轉(zhuǎn)換器工作期間的 EMI 和開關(guān)損耗，TPS92310 控制器使用了一個(gè) DLY 引腳。連接一個(gè)外電路電阻器，可以很容易地控制延遲計(jì)時(shí)器。利用這種 IDLY 引腳，轉(zhuǎn)換器可以確保變壓器繞組零電流，無需“開啟”主開關(guān) FET。必須根據(jù)隔離變壓器主繞組電感和開關(guān) FET 漏極充電之間的諧振頻率，來考慮預(yù)設(shè)延遲計(jì)時(shí)器值。利用下列方程式，我們可以計(jì)算得到Tdly：

(2)

其中：

Lp=變壓器一次繞組電感

Coss=MOSFET 輸出電容

Tdly 用于控制 VCOMP 的放電時(shí)間，因此它必須由連接 DLY 引腳的外部電路電阻器來設(shè)置，如圖 6 所示。

圖 5 典型開關(guān)波形

圖 6 Tdly 設(shè)置曲線

ZCD 引腳同時(shí)也用作輸出過壓保護(hù)。輔助繞組上的正電壓呈現(xiàn)為輸出LED 電壓，會(huì)被外部分壓式電阻器檢測(cè)到，如圖 7 所示。ZCD 引腳上的過壓超出 OVP 閾值 3 個(gè)周期。驅(qū)動(dòng)輸出應(yīng)被關(guān)閉，并且控制器實(shí)施重啟模式。OVP 電壓的計(jì)算方法如下：

其中：

Ns=輔助繞組匝數(shù)

Na=輸出繞組匝數(shù)

VD=輸出整流器的正向電壓

輔助繞組上的負(fù)電壓代表輸入電壓的反射電壓，因此，當(dāng)選擇 RU 時(shí)，需考慮電阻器的功耗。0.2mA 到 0.5mA 的電流較為合適。把一個(gè)二極管連接至　ZCD 引腳，以將這種負(fù)電壓控制在 1V 以下。我們總是會(huì)在 ZCD 引腳和 GND 之間連接一個(gè)小容量電容器 C，目的是消除可能出現(xiàn)的振鈴影響，確保精確的 OVP，并實(shí)現(xiàn)適合的谷值開關(guān)接通。

圖 7 ZCD 引腳連接電路

1.5 輸出短路保護(hù)

TPS92310 控制器工作在電壓模式控制下，需要使用逐周期限制，以實(shí)現(xiàn) OCP 和 SCP。在這種隔離式反激結(jié)構(gòu)中，控制器提供兩種具有不同 OCP 閾值(0.64V 和 3.4V)的恒定導(dǎo)通時(shí)間模式。利用如下方程式，可以計(jì)算出主電流的檢測(cè)電壓大?。?/p>

其中：

REF=控制器的 0.14

VLED = 12 V

VD = 0.8 V

Vin_min = 127 Vdc

本設(shè)計(jì)中，Vor 約等于 85V，也即 Nx(VLED + VD)

η=效率，低線壓時(shí)估算得到約 0.8

對(duì)于這種傳統(tǒng)型反激設(shè)計(jì)，Visns 約為 0.53 V。

由于 Vin_min 電壓固定，而 Vor 設(shè)計(jì)電壓也幾乎固定不變，因此，當(dāng) LED電壓不同時(shí)，Visns 幾乎為恒定。檢測(cè)電壓低于 OCP 閾值，因此我們可以配置 0.64 V OCP 閾值的恒定導(dǎo)通時(shí)間模式，實(shí)現(xiàn)優(yōu)異的輸出短路保護(hù)。這種模式可以用于所有傳統(tǒng)反激設(shè)計(jì)中。為了避免輸出短路期間 ZCD 檢測(cè)的振鈴干擾，必須在 ZCD 引腳和 GND 之間連接一個(gè)小容量電容器，以消除偽 ZCD 檢測(cè)。一個(gè) 10-Pf 電容器較為適合于這種設(shè)計(jì)。圖 8 顯示了輸出短路波形。

圖 8 輸出短路保護(hù) (SCP) 波形

1.6 外部線壓調(diào)節(jié)補(bǔ)償

由于控制器固有的傳播延遲，高線壓和低線壓下存在不同的峰值電流，如圖 9 所示。相同傳播延遲情況下，相比低線壓輸入電壓，高線壓輸入電壓會(huì)產(chǎn)生更高的電流差。根據(jù)方程式 1，輸入電流檢測(cè)誤差會(huì)影響 LED 電流，導(dǎo)致線壓調(diào)節(jié)效果不是很好。當(dāng)輸入電壓從低線壓變?yōu)楦呔€壓時(shí)，有兩種方法可以改善線壓調(diào)節(jié)：

1、 添加一個(gè)快速關(guān)閉電路(如圖 10 所示)。它可以減少 MOSFET 開關(guān)延遲，并改善本設(shè)計(jì)中 230 Vac 的 5 mA 電流容限。

2、 添加一個(gè)輸入電壓檢測(cè)電路(如圖 11 所示)，以縮短高線壓下的導(dǎo)通時(shí)間;通過調(diào)節(jié) R17 至 110 Vac 和 230 Vac 線壓，達(dá)到理想的高電流精確度。R19、R19 和R20判定LED電流的拐點(diǎn)。圖 12 顯示了使用外部補(bǔ)償?shù)木€壓調(diào)節(jié)比曲線。

圖 9 固有傳播延遲

圖 10 快速關(guān)閉電路

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