開關電源電路開發(fā)設計秘籍大全

線纏繞在鐵氧體磁心周圍也有助于最小化這種電流。這樣就形成了一個共模電感器，其在不影響差分電壓測量的同時， 還減少了共模電流引起的測量誤差。 圖6.2顯示了該完全相同電路的紋波電壓，其使用了改進的測量方法。這樣，高頻峰值就被真正地消除了。

　　圖6.2 四個輕微的改動便極大地改善了測量結果

　　實際上，集成到系統(tǒng)中以后，電源紋波性能甚至會更好。在電源和系統(tǒng)其他組件之間幾乎總是會存在一些電感。這種電感可能存在于布線中，抑或只有蝕刻存在于PWB上。另外，在芯片周圍總是會存在額外的旁路電容，它們就是電源的負載。 這二者共同構成一個低通濾波器， 進一步降低了電源紋波和/或高頻噪聲。 在極端情況下，電流短時流經(jīng)15nH電感和 10μF旁路電容的一英寸導體時，該濾波器的截止頻率為400kHz。這種情況下，就意味著高頻噪聲將會得到極大降低。許多情況下，該濾波器的截止頻率會在電源紋波頻率以下，從而有可能大大降低紋波。經(jīng)驗豐富的工程師應該能夠找到在其測試過程中如何運用這種方法的途徑。

　　秘笈七 高效驅動LED離線式照明

　　用切實可行的螺紋旋入式LED來替代白熾燈泡可能還需要數(shù)年的時間， 而在建筑照明中LED的使用正在不斷增長， 其具有更高的可靠性和節(jié)能潛力。 同大多數(shù)電子產(chǎn)品一樣， 其需要一款電源來將輸入功率轉換為LED可用的形式。 在路燈應用中， 一種可行的配置是創(chuàng)建300V/0.35安培負載的80個串聯(lián)的LED。在選擇電源拓撲結構時，需要制定隔離和功率因數(shù)校正 （PFC） 相關要求。隔離需要大量的安全權衡研究， 其中包括提供電擊保護需求和復雜化電源設計之間的對比權衡。在這種應用中，LED上存在高壓， 一般認為隔離是非必需的， 而PFC才是必需的， 因為在歐洲25瓦以上的照明均要求具有PFC功能，而這款產(chǎn)品正是針對歐洲市場推出的。

　　就這種應用而言，有三種可選電源拓撲：降壓拓撲、轉移模式反向拓撲和轉移模式 （TM） 單端初級電感轉換器 （SEPIC） 拓撲。當LED電壓大約為80伏特時，降壓拓撲可以非常有效地被用于滿足諧波電流要求。在這種情況下，更高的負載電壓將無法再繼續(xù)使用降壓拓撲。那么，此時較為折中的方法就是使用反向拓撲和SEPIC拓撲。SEPIC 具有的優(yōu)點是，其可鉗制功率半導體器件的開關波形，允許使用較低的電壓，從而使器件更為高效。在該應用中，可以獲得大約2%的效率提高。另外，SEPIC中的振鈴更少，從而使EMI濾波更容易。圖7.1 顯示了這種電源的原理圖。

　　圖7.1 轉移模式SEPIC發(fā)揮了簡單LED驅動器的作用

　　該電路使用了一個升壓TM PFC控制器來控制輸入電流波形。該電路以離線為 C6充電作為開始。 一旦開始工作， 控制器的電源就由一個SEPIC電感上的輔助繞組來提供。一個相對較大的輸出電容將LED紋波電流限定在DC電流的20%。補充說明一下，TM SEPIC中的AC 電通量和電流非常高， 需要漆包絞線和低損耗內(nèi)層芯板來降低電感損耗。

　　圖7.2和圖7.3顯示了與圖7.1中原理圖相匹配的原型電路的實驗結果。 與歐洲線路范圍相比， 其效率非常之高， 最高可達92%。 這一高效率是通過限制功率器件上的振鈴實現(xiàn)的。 另外， 正如我們從電流波形中看到的一樣， 在96%效率以上時功率因數(shù)非常好。有趣的是，該波形并非純粹的正弦曲線，而是在上升沿和下降沿呈現(xiàn)出一些斜度，這是電路沒有測量輸入電流而只對開關電流進行測量的緣故。但是，該波形還是足以通過歐洲諧波電流要求的。

　　圖7.2 TM SEPIC具有良好的效率和高PFC效率

　　圖7.3 線路電流輕松地通過 EN61000-3-2 Class C標準

　　秘笈八 通過改變電源頻率來降低EMI性能

　　在測定EMI性能時， 您是否發(fā)現(xiàn)無論您采用何種方法濾波都依然會出現(xiàn)超出規(guī)范幾dB 的問題呢？有一種方法或許可以幫助您達到EMI性能要求，或簡化您的濾波器設計。這種方法涉及了對電源開關頻率的調(diào)制，以引入邊帶能量，并改變窄帶噪聲到寬帶的發(fā)射特征， 從而有效地衰減諧波峰值。 需要注意的是， 總體 EMI 性能并沒有降低，只是被重新分布了。利用正弦調(diào)制，可控變量的兩個變量為調(diào)制頻率 （fm） 以及您改變電源開關頻率 （Δf） 的幅度。調(diào)制指數(shù) （Β） 為這兩個變量的比：

　　圖8.1顯示了通過正弦波改變調(diào)制指數(shù)產(chǎn)生的影響。當Β=0時，沒有出現(xiàn)頻移，只有一條譜線。 當Β=1時， 頻率特征開始延伸， 且中心頻率分量下降了20%。 當Β=2時， 該特征將進一步延伸， 且最大頻率分量為初始狀態(tài)的60%。 頻率調(diào)制理論可以用于量化該頻譜中能量的大小。 Carson法則表明大部分能量都將被包含在2 * （Δf + fm）帶寬中。

　　圖8.1 調(diào)制電源開關頻率延伸了EMI特征

　　圖8.2顯示了更大的調(diào)制指數(shù)，并表明降低12dB以上的峰值EMI性能是有可能的。

　　圖8.2 更大的調(diào)制指數(shù)可以進一步降低峰值EMI性能

選取調(diào)制頻率和頻移是兩個很重要的方面。 首先， 調(diào)制頻率應該高于EMI接收機帶寬， 這樣接收機才不會同時對兩個邊帶進行測量。 但是， 如果您選取的頻率太高，那么電源控制環(huán)路可能無法完全控制這種變化，從而帶來相同速率下的輸出電壓變化。另外，這種調(diào)制還會引起電源中出現(xiàn)可聞噪聲。因此，我們選取的調(diào)制頻率一般不能高出接收機帶寬太多， 但要大于可聞噪聲范圍。 很顯然， 從圖8.2我們可以看出，較大地改變工作頻率更為可取。然而，這樣會影響到電源設計，意識到這一點非常重要。也就是說，為最低工作頻率選擇磁性元件。此外，輸出電容還需要處理更低頻率運行帶來的更大的紋波電流。

　　圖8.3對有頻率調(diào)制和無頻率調(diào)制的EMI性能測量值進行了對比。此時的調(diào)制指數(shù)為4，正如我們預料的那樣，基頻下EMI性能大約降低了8dB。其他方面也很重要。

　　諧波被抹入 （smear into） 同其編號相對應的頻帶中，即第三諧波延展至基頻的三倍。 這種情況會在一些較高頻率下重復， 從而使噪聲底限大大高于固定頻率的情況。因此， 這種方法可能并不適用于低噪聲系統(tǒng)。 但是， 通過增加設計裕度和最小化EMI

　　濾波器成本，許多系統(tǒng)都已受益于這種方法。

　　圖8.3 改變電源頻率降低了基頻但提高了噪聲底限

　　秘笈九 估算表面貼裝半導體的溫升

　　過去估算半導體溫升十分簡單。您只需計算出組件的功耗，然后采用冷卻電路電模擬即可確定所需散熱片的類型。現(xiàn)在出于對尺寸和成本因素的考慮，人們渴望能夠去除散熱片，這就使得這一問題復雜化了。貼裝在散熱增強型封裝中的半導體要求電路板能夠起到散熱片的作用，并提供所有必需的冷卻功能。如圖9.1所示， 熱量經(jīng)過一塊金屬貼裝片和封裝流入印刷線路板 （PWB）。然后，熱量由側面流經(jīng)PWB線跡，并通過自然對流經(jīng)電路板表面擴散到周圍的環(huán)境中。影響裸片溫升的重要因素是PWB中的銅含量以及用于對流導熱的表面面積。

　　圖9.1 熱量由側面流經(jīng)PWB線跡，然后從 PWB 表面擴散至周圍環(huán)境

半導體產(chǎn)品說明書通常會列出某種PWB結構下結點至周圍環(huán)境的熱阻。這就是說，設計人員只需將這種熱阻乘以功耗，便可計算出溫升情況。但是，如果設計并沒有具體的結構，或者如果需要進一步降低熱阻，那么就會出現(xiàn)許多問題。

　　圖9.2所示為熱流問題的簡化電模擬， 我們可據(jù)此深入分析。 IC電源由電流源表示，而熱阻則由電阻表示。在各電壓下對該電路求解，其提供了對溫度的模擬。從結點至貼裝面存在熱阻，同時遍布于電路板的橫向電阻和電路板表面至周圍環(huán)境的電阻共同形成一個梯形網(wǎng)絡。這種模型假設1）電路板為垂直安裝，2）無強制對流或輻射制冷，所有熱流均出現(xiàn)在電路板的銅中，3）在電路板兩側幾乎沒有溫差。

　　圖9.2 熱流電氣等效簡化了溫升估算

　　圖9.3所示為增加PWB中的銅含量對提高熱阻的影響。將 1.4 mils銅（雙面，半盎司） 增加到8.4 mils（ 4層 ，1.5盎司） ， 就有可能將熱阻提高3倍。 圖中兩條曲線：一條表示熱流進入電路板、 直徑為0.2英寸的小尺寸封裝； 另一條表示熱流進入電路板、 直徑為0.4英寸的大尺寸封裝。 這兩條曲線均適用于9平方英寸的PWB。 這兩條曲線均同標稱數(shù)據(jù)緊密相關，同時都有助于估算改變產(chǎn)品說明書電路板結構所產(chǎn)生的影響。但是使用這一數(shù)據(jù)時需要多加謹慎，其假設9平方英寸PWB內(nèi)沒有其他功耗，而實際上并非如此。

　　圖9.3 熱流電氣等效簡化了溫升估算

　　秘笈十 輕松估計負載瞬態(tài)響應

　　本篇電源設計小貼士介紹了一種通過了解控制帶寬和輸出濾波器電容特性估算電源瞬態(tài)響應的簡單方法。該方法充分利用了這樣一個事實，即所有電路的閉環(huán)輸出阻抗均為開環(huán)輸出阻抗除以 1 加環(huán)路增益，或簡單表述為：

圖10.1以圖形方式說明了上述關系，兩種阻抗均以dB-Ω或20*log ［Z］為單位。在開環(huán)曲線上的低頻率區(qū)域內(nèi)，輸出阻抗取決于輸出電感阻抗和電感。當輸出電容和電感發(fā)生諧振時，形成峰值。高頻阻抗取決于電容輸出濾波器特性、等效串聯(lián)電