精密模擬控制器助力解決可充電電池制造瓶頸問題

　　在多通道系統(tǒng)中，每個通道一般要求使用一個微控制器和一組專用ADC.微控制器處理數(shù)據(jù)采集、數(shù)字控制環(huán)路、PWM生成、控制和通信功能，因此它必須具有非常高的處理能力。此外，由 于處理器必須處理多個并行任務(wù)，PWM 信號中的抖動可能會引起問題，尤其是PWM 占空比較低時。作為控制環(huán)路的一部分，微處理器會影響環(huán)路帶寬。

　　圖6中的電池測試系統(tǒng)采用模擬控制環(huán)路。兩個DAC 通道控制CC和CV設(shè)定點。

　　AD8450/AD8451用于電池測試與化成系統(tǒng)的精密模擬前端和控制器可測量電池電壓和電流，并與設(shè)定點進(jìn)行比較。CC和CV環(huán)路決定MOSFET 功率級的占空比模式從充電變?yōu)榉烹姾螅瑴y量電池電流的儀表放大器的極性轉(zhuǎn)，以保證其輸出為正，同時在CC和CV放大器內(nèi)部切換可選擇正確的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。整個功能通過單引腳利用標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字邏輯控制。

　　圖6. 模擬控制環(huán)路

　　在此方案中，ADC監(jiān)測系統(tǒng)，但它不屬于控制環(huán)路的一部分。掃描速率與控制環(huán)路性能無關(guān)，因此在多通道系統(tǒng)中，單個ADC可測量大量通道上的電流和電壓。對于DAC而言同樣如此，因此針對多個通道可采用低成本DAC.此外，單個處理器只需控制CV和CC設(shè)定點、工作模式和管理功能，因此它能與多通道實現(xiàn)接口。處理器不決定控制環(huán)路性能，因此并不要求高性能。

　　ADP1972 PWM發(fā)生器使用單引腳控制降壓或升壓工作模式。模擬控制器和PWM發(fā)生器之間的接口由不受抖動影響的低阻抗模擬信號構(gòu)成;而抖動會使數(shù)字環(huán)路產(chǎn)生問題。表2顯示模擬環(huán)路相比數(shù)字環(huán)路如何提供更高的性能和更低的成本。

　　表2. 模擬和數(shù)字控制環(huán)路比較

　　特定溫度范圍內(nèi)的系統(tǒng)精度

　　校準(zhǔn)可除去大部分初始系統(tǒng)誤差。余下的誤差包括：放大器CMRR、DAC(用于控制電流和電壓設(shè)定點)非線性和溫度漂移造成的誤差。制造商指定的溫度范圍各有不同，但最常見的是25℃ ±10℃，本文即以此為例。

　　本設(shè)計中使用的電池，完全放電后電壓為2.7 V，完全充電后電壓為4.2 V;使用5 mΩ分流電阻的滿量程電流為12 A;用于AD8450 的電流檢測放大器的增益為66;用來測量電池電壓差動放大器增益為0.8。

　　總系統(tǒng)誤差中，電流檢測電阻漂移占了相當(dāng)一部分。Vishay 大金屬電阻;器件型號：Y14880R00500B9R,最大溫度系數(shù)為15ppm/℃，可減少漂移。AD5689雙通道、16 位nanoDAC+模 轉(zhuǎn)換器，最大INL額定值為2 LSB，可降低非線性度。ADR45404.096 V基準(zhǔn)電壓源，最大溫度系數(shù)額定值為4 ppm/℃，是在電流和電壓設(shè)定點之間進(jìn)行取舍后的理想選擇。經(jīng)電流檢測放大器以66倍衰減后，DAC INL會使?jié)M量程誤差增加約32 ppm，基準(zhǔn)電壓源引入的增益誤差為40 ppm。

　　電流檢測放大器在增益為66時的CMRR 最小值為116 dB.如果系統(tǒng)針對2.7 V電池進(jìn)行校準(zhǔn)，則4.2 V電池將產(chǎn)生40 ppm滿量程誤差。此外，CMRR變化為0.01 μV/V/℃，或者0.1μV/V(10℃溫度范圍)。電流檢測放大器的失調(diào)電壓漂移最大值為0.6 μV/℃，因而10℃ 溫度偏移將產(chǎn)生6 μV失調(diào)，或者100 ppm滿量程誤差。

　　最后，電流檢測放大器的增益漂移最大值為3 ppm/℃，而總漂移為30 ppm(10℃范圍內(nèi))。檢測電阻漂移為15ppm/℃，因此總共增加150 ppm 增益漂移(10℃范圍內(nèi))。表3總結(jié)了這些誤差源，它們產(chǎn)生的總滿量程誤差不足0.04%。該誤差很大一部分來源于分流電阻，因此必要時可以采用漂移值較低的分流電阻，以改善系統(tǒng)精度。

　　表3. 10℃范圍內(nèi)的電流測量誤差

　　類似地，對于電壓輸入而言，2 LSB DAC INL相當(dāng)于折合到5.12 V滿量程輸入的31 ppm誤差。若電池電壓在2.7 V和4.2 V范圍內(nèi)變化，那么差動放大器的78.1 dB CMRR將產(chǎn)生187 μV失調(diào)誤差，或者36.5 ppm滿量程誤差。來自CMRR漂移的額外誤差遠(yuǎn)低于1ppm，可以忽略。

　　差動放大器的失調(diào)漂移為5 μV/℃，或者10 ppm滿量程誤差(10℃范圍內(nèi))。差動放大器的增益漂移為3 ppm/℃，或者30 ppm(10℃范圍內(nèi))?；鶞?zhǔn)電壓漂移為40 ppm(10℃范圍)?？傠妷赫`差最大值為0.015%，如表4 所總結(jié)。

　　表4. 10℃范圍內(nèi)的電壓測量誤差

　　實現(xiàn)高精度電流測量要比高精度電壓測量困難得多，因為信號電平更小而動態(tài)范圍更寬。分流電阻和儀表放大器失調(diào)漂移隨溫度 產(chǎn)生的誤差最大。

　　減少校準(zhǔn)時間

　　系統(tǒng)校準(zhǔn)時間可達(dá)每通道數(shù)分鐘，因此減少校準(zhǔn)時間便可降低制造成本。若每通道需3分鐘，則96通道系統(tǒng)便需要4.8小時來執(zhí)行校準(zhǔn)。電壓和電流測量路徑有所不同，因為電流極性會發(fā)生改變，且失調(diào)和增益誤差在各種模式下均有所不同，因此需單獨校準(zhǔn)。若沒有低漂移元件，就必須針對每一個模式進(jìn)行溫度校準(zhǔn)，導(dǎo)致校準(zhǔn)時間非常長。

　　當(dāng)AD845x在充電和放電模式之間切換時，內(nèi)部多路復(fù)用器將在到達(dá)儀表放大器和其他信號調(diào)理電路之前改變電流極性。因此， 儀表放大器將始終獲得相同的信號，無論處于充電還是放電模式，且增益誤差在兩種模式下均相同，如圖7 所示。多路復(fù)用器的電阻在充電和放電兩種模式下不同，但儀表放大器的高輸入阻抗使得此誤差可忽略不計。

　　從系統(tǒng)設(shè)計角度而言，兩種模式下具有相同的失調(diào)和增益誤差意味著單次校準(zhǔn)可消除充電和放電模式下的初始誤差，使校準(zhǔn)時間減半。此外，AD845x具有極低漂移，對其進(jìn)行單次室溫校準(zhǔn)即可， 無需在不同溫度下進(jìn)行校準(zhǔn)?？紤]到整個系統(tǒng)壽命期間所需的校準(zhǔn)，節(jié)省的時間可轉(zhuǎn)化為成本的大幅下降。

　　減少紋波

　　從線性拓?fù)滢D(zhuǎn)換到開關(guān)拓?fù)浜螅到y(tǒng)設(shè)計人員面臨的問題之一是電壓和電流信號中的紋波。每一個開關(guān)電源系統(tǒng)都會產(chǎn)生一些紋波，但在高效率、低成本要求的PC和其他大用量電源管理應(yīng)用中穩(wěn)壓器模塊的推動，技術(shù)變革非?？?。精心設(shè)計電路和PCB布局， 可以減少紋波，使得開關(guān)電源可以為一個16位ADC供電而不會降低其性能，詳見AN-1141應(yīng)用筆記用開關(guān)穩(wěn)壓器為雙電源精密ADC供電。此外，ADP1878同步降壓控制器數(shù)據(jù)手冊提供有關(guān)高功率應(yīng)用的更多信息。大部分開關(guān)電源使用單級LC濾波器，但 若需要更佳的紋波和更高的系統(tǒng)精度，則雙級LC濾波器將有所幫助。

　　均流控制

　　AD8450支持方便的純模擬均流，是結(jié)合多通道實現(xiàn)高容量電池化成和測試的快速、高性價比之選。例如，可以利用一個5 V、20 A單通道設(shè)計，三個相同的通道均流后可產(chǎn)生5 V、60 A系統(tǒng)。采用AD8450 和一些無源器件即可實現(xiàn)均流總線和控制電路。與單通道設(shè)計相比，這是一種高性價比方式，因為可以使用低成本功率電子器件，無額外開發(fā)時間。詳情可參見AD8450 數(shù)據(jù)手冊。

　　圖7. AD845x在充電和放電模式下具有相同的失調(diào)和斜率

　　結(jié)論

　　AD8450、AD8451和ADP1972簡化系統(tǒng)設(shè)計，具有優(yōu)于0.05%的系統(tǒng)精度和超過90%的能效，有助于解決可充電電池制造瓶頸問題，同時為環(huán)保技術(shù)的普及做出貢獻(xiàn)。開關(guān)電源可為現(xiàn)代可充電電池的制造提供高性能、高性價比解決方案。