您真的能通過運算放大器實現(xiàn)1.0×10 -5 精度嗎（續(xù)前）

　　Barry?Harvey?（ADI公司）

　　（接上期）

　　7 ppm級精度的規(guī)格要求

　　在實際電平轉(zhuǎn)換、衰減/增益和有源濾波器電路中，運算放大器需滿足一些基本要求才能支持±5 V信號、適用于1 kΩ環(huán)境并實現(xiàn)表1所示的10 ^-6 線性度。

　　現(xiàn)在，我們了解了運算放大器在10 ^-6 精度領(lǐng)域的局限性，那么我們該如何改善它們？

　　噪聲：顯然，首先要選擇一款輸入噪聲電壓不高于應用電阻組合噪聲的運算放大器。這樣可以降低應用電路的總阻抗，從而降低噪聲。當然，隨著應用的阻抗下降，通過它們的信號電流會增加，并可能使負載誘發(fā)的失真加大。在任何情況下，都不必使運算放大器級別的輸出噪聲遠低于其驅(qū)動級別的輸入噪聲。

　　電流噪聲會乘以應用阻抗，進而形成更多的電壓噪聲。在電流噪聲很低的應用中，MOS輸入非常吸引人，但它們的1/f電壓噪聲通常比雙極性輸入大。雙極性輸入的電流噪聲為pA/√Hz級別，可能會產(chǎn)生較大的應用噪聲，但1/f電流內(nèi)容生成的應用電壓噪聲可能大于放大器的1/f電壓噪聲。一般而言，應用阻抗應小于放大器的V _NOISE /I _NOISE ，以避免I _BIAS 為主的應用噪聲。雙極性放大器的V _NOISE 越低，I _NOISE 則越高。

　　8 幫助運算放大器實現(xiàn)最佳性能：減少輸入誤差

　　除選擇CMRR優(yōu)良的運算放大器之外，設(shè)計人員還可以選擇用運放搭建反相放大電路而不是同相放大電路。在反相電路中，輸入會與地面或一些基準電壓源相連，完全不會引發(fā)CMRR誤差。不過，并不是所有應用電路都能反相，而且通常負電源無法用于負信號偏移。圖8顯示了非反相電路和反相電路中應用的雙極點Sallen-Key濾波器。

　　如果兩個輸入端均包含應用電阻，則每個輸入端的偏置電流乘以相應的電阻產(chǎn)生的電壓誤差會在輸出端抵消，因此也可以抵消ICMR誤差。例如，如果設(shè)置的放大器增益為10，附帶900 Ω反饋和100 Ω接地電阻，則在正輸入端安置串聯(lián)的90 Ω（900Ω||100Ω）電阻即可抵消完全相等的輸出偏置電流產(chǎn)生的電壓誤差。大多數(shù)雙極性運算放大器的偏置電流搭配都很恰當，使得選擇0.1%（而不是常見的1%）電阻即可實現(xiàn)最佳ICMR抑制。在圖4中，補償電阻與反相輸入端-input串聯(lián)放置。它們應能夠被旁路通過。因為額外的輸入電阻會導致噪聲增加（電流噪聲乘以連接的等效電阻）。

　　反相增益讓我們能夠使用包含軌到軌輸入的運算放大器，而不必讓信號穿過切換點（假設(shè)我們已偏置電源和共模輸入電平，以避免切換電壓）。

　　9 電源注意事項

　　輸出電流將會調(diào)節(jié)本地的供電電源。電源信號將通過PSRR傳輸?shù)捷斎攵恕１挥绊懙妮斎霑奢敵鲂盘?，圍繞其環(huán)路運行。在1 kHz頻率下，1μF本地旁路電容的阻抗為159 Ω，遠低于電源之間線路加上電源本身的阻抗。因此，本地旁路電容實際上在低于100 kHz的頻率下沒有效果。在1 kHz頻率下，調(diào)控情況由遠程電源控制。在1 kHz頻率下，放大器可能達到90 dB電源抑制比。請注意，運算放大器電源端口的大部分電流包含了大量的信號諧波，所以我們希望從輸出到供給電源的增益低于30 dB，以實現(xiàn)120 dBc的目標。要實現(xiàn)30 dB的增益，需要電源阻抗<30×負載阻抗。因此，500 Ω負載需要電源的阻抗小于17 Ω。這種情況可行，但是這樣就不能在電源與運算放大器之間串聯(lián)電阻和電感。在10 kHz頻率下，要求則更加嚴格；PSRR將從90 dB降至70 dB，而電源阻抗則必須降至1.7 Ω?？尚?，但要求嚴苛。使用大型本地旁路可提供幫助。

　　從布局角度來看，了解輸出電流環(huán)路的路徑非常重要，如圖9所示。

　　圖9左側(cè)的圖表顯示了驅(qū)動至負載的正電源電流，然后又通過地面回歸負載。在整個接地路徑中可能存在壓降，以致于偶諧波電源電流的電壓從信號源降至輸出，從反饋分頻器降至輸出或輸入地。不過，此地非彼地。圖9右側(cè)顯示了一種傳輸電源電流的更好方式。電源電流從輸入和反饋節(jié)點傳出。

　　在高于100 kHz的更高頻率下，電源線路的磁輻射可能成為失真來源。電源的偶諧波電流可通過磁性方式耦合到反饋網(wǎng)絡的輸入，從而使失真隨頻率大幅增加。在這些頻率之下，審慎的布局至關(guān)重要。有些放大器采用的是非標準引腳；它們的電源引腳遠離輸入，有些甚至會在輸入側(cè)提供額外的輸出端口，以避免磁干擾。

　　10 減少負載為主的失真

　　在高負載環(huán)境下，許多運算放大器的輸出級都會成為主要的失真來源。您可以通過一些技巧來改善負載失真。其一，使用復合放大器，即一個放大器驅(qū)動輸出，另一個放大器進行控制，如圖10所示。

　　此電路通過LTspice仿真設(shè)計實現(xiàn)。LTC6240和LT1395的spice模型文件中包含失真回放功能的宏模型。大多數(shù)宏模型都不會嘗試顯示失真情況，即使顯示，仿真結(jié)果也可能不準確。該工具（LTspice）可查看宏模型的文本文件，確實如此，這些宏模型的失真模擬效果非常不錯。

　　圖10右側(cè)是LTC6240，提供的增益為2，驅(qū)動電阻為100 Ω，對于該放大器而言負載較大。圖10左側(cè)是一款復合放大器，輸入端另設(shè)一個LTC6240，并有一款良好的寬帶電流反饋放大器(CFA)作為獨立放大器來驅(qū)動相同的負載。復合放大器的理念是，輸出運算放大器已具備適度的低失真，并且通過輸入放大器在頻率范圍內(nèi)的環(huán)路增益可進一步減少該失真。對于獨立放大器和復合放大器，我們的閉環(huán)增益都為2，但在復合放大器中，可以對LT1395單獨設(shè)置其自身的增益（通過R _f1 和R _g1 設(shè)置為4），以降低控制放大器的輸出擺幅。由于輸入引發(fā)的失真隨輸出振幅的平方增加，由此可進一步減少控制運算放大器的失真。

　　圖11顯示了10 kHz、4 V p-p輸出的頻譜。

　　諧波失真的計算方式為：每個諧波電平(dB)減去基波電平（在10 kHz頻率下）。如圖底部所示，輸入信號的失真約為–163 dBc，非常好，足以讓人相信模擬效果。V(out2)來自于獨立的LTC6240，失真為–78 dBc。也不錯，但當然沒有達到10 ^-6 級。

　　圖11頂部顯示了復合放大器的失真，–135 dBc，相當出色。這么好的結(jié)果，我們能否相信？為了加以驗證，中間部分顯示了原理圖上節(jié)點的失真。如果復合放大器輸出端的失真接近于零，但輸出放大器本身的失真確實有限，那么反饋過程會在其輸入端（中間）為輸出放大器失真設(shè)置負值。中間部分的失真為–92 dBc，這實際上與LT1395數(shù)據(jù)手冊的曲線匹配！如果宏模型中體現(xiàn)出物理LTC6240輸入CMRR或ICMR曲率，它們可能還會增加實際的電路失真。

　　遺憾的是，很少有宏模型包含失真。您必須閱讀宏模型.cir文件的標題來查看其是否受支持。要了解失真是否與數(shù)據(jù)手冊的曲線匹配，需要進行一些模擬。

　　復合放大器的補償可能有點棘手，但在我們的示例中，第2個放大器的帶寬比輸入放大器高出10倍以上，只需少許C f 即可提供電路補償。在此補償架構(gòu)中，如果控制放大器的總體增益中包括BW的帶寬，那么輸出放大器的帶寬應>3×BW，而總體帶寬應保守設(shè)置為約等于BW/3。

　　為避免帶寬損耗，可以使用增強放大器的方法。這樣相比復合方案對失真的改善較小，但帶寬及建立時間都會毫發(fā)無損。圖12顯示了測試原理圖。

　　圖12右側(cè)顯示了U2，即我們的獨立LTC6240；左側(cè)顯示了兩個LTC6240放大器。U1同獨立放大器類似，控制輸出，增益為2；U2的增益為3。U2在增強節(jié)點的輸出電壓大于U1的相應電壓，所以U2會向輸出端驅(qū)動輸送電流。R _BOOST 和U2的增益可以配置，以使U2向Rl驅(qū)動輸送96%的負載電流，并使U1保持輕載，從而改善失真。我們需要確保U2包含足夠的裕量，以承載額外的擺幅。

　　LTC6240在kΩ范圍內(nèi)的負載失真主要為輸入失真，但對于100 Ω負載則主要為輸出級失真。

　　圖13顯示了頻譜結(jié)果。

　　同樣，獨立放大器在10 kHz頻率下的失真為–78dBc。增強型放大器提供的失真為–106 dBc；不像復合放大器那么好，但比獨立放大器幾乎高出30 dBc。不過，增強型放大器的帶寬只會降低少許。

　　請注意，R _BOOST 微調(diào)了一下；如果將其改為52±2 Ω，增強型失真則下降10 dBc，但隨后發(fā)生的變化則較小，最高為±10 Ω。似乎U1有一些預期極性的適度負載。理想（無負載）或額外的增強電流會導致失真增加。

　　最好是，U2與U1有相同的群組延遲，以使增強信號與輸出同時出現(xiàn)。U2的增益比U1高50%，因而閉環(huán)帶寬較少，這意味著增強輸出會是頻率范圍內(nèi)的主要輸出延遲。通過跨接在U1輸入端的電阻，可將U1的帶寬降至與U2相同的水平。這樣可使U1的噪聲增益等于U2，從而實現(xiàn)相同的群組延遲。該模擬器在10 kHz頻率下沒有改善；U1提供最佳失真，無延遲均衡。您需要嘗試一下，才能了解在更高的頻率下是否也是這種情況。如果放大器為電流反饋類型，那么可以通過降低R _f1 和R _g1 使U2的帶寬升至U1的水平。

　　11 10 ^-6 級質(zhì)量

　　放大器推薦有些放大器的參數(shù)可能不符合10 ^-6 級失真的產(chǎn)品，最易于使用的更好的產(chǎn)品為AD8597、ADA4807、ADA4898、LT1468、LT1678和LT6018。

　　ADI有些放大器需要解決其輸入問題（同相放大應用可能存在問題），但仍能提供良好的失真，例如AD797、ADA4075、ADA4610、ADA4805、ADA4899和LTC6228。

　　12 結(jié)論

　　遺憾的是，商用型10 ^-6 精度放大器難以找到（如果可以找到）。市場上存在10 ^-6 線性放大器，但必須注意這些放大器的輸入電流，它們可能會通過電路中的應用阻抗產(chǎn)生失真。這些阻抗可以降低，但在反饋中驅(qū)動它們會導致運算放大器輸入端產(chǎn)生失真的風險。在特別低的輸入電流和變動環(huán)境下使用運算放大器，可以通過調(diào)整電路中的應用阻抗以使運算放大器獲得最佳失真，但這樣會增加系統(tǒng)噪聲。要達到10 ^-6 級線性度和噪聲，需要認真挑選運算放大器并優(yōu)化應用電路。(全文完)

　　作者簡介：

　　Barry Harvey，碩士，擁有20多項專利，曾擔任模擬IC設(shè)計人員，負責設(shè)計高速運算放大器、基準電壓源、混合信號電路 、視頻電路、DSL線路驅(qū)動器 、DAC 、采樣保持放大器 、倍增器等。

　　本文來源于科技期刊《電子產(chǎn)品世界》2019年第12期第24頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處。