基于三電平LLC諧振型變換器在新能源汽車充電機(jī)的設(shè)計(jì)研究*
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技術(shù)方案與實(shí)用技巧
孫姣梅，唐緒偉，唐晨光（懷化職業(yè)技術(shù)學(xué)院，湖南 懷化 418099）
本文引用地址：http://butianyuan.cn/article/202006/414837.htm摘 要：車載充電機(jī)是新能源汽車動(dòng)力單元的核心部位，又是與電網(wǎng)電壓相接的設(shè)備，高效、高功率因數(shù)、小體積是其必須具備的功能，為了實(shí)現(xiàn)高效率和寬輸出電壓范圍調(diào)節(jié)，DC/DC變換采用半橋三電平LLC諧振雙向直流變換器拓?fù)潆娐?，以提高充電機(jī)的效率和功率因數(shù)，通過描述其工作原理與特性設(shè)計(jì)元件參數(shù)與選型，并通過仿真驗(yàn)證高功率、寬電壓范圍輸出的可行性。
關(guān)鍵詞：寬電壓范圍輸出；半橋三電平LLC諧振變換器；元件參數(shù)
0 引言
新能源汽車的推廣關(guān)鍵環(huán)節(jié)——電動(dòng)汽車充電機(jī)成為其發(fā)展的瓶頸，如何快速高效地為電動(dòng)汽車充電、解決汽車的續(xù)航里程，是提升電動(dòng)汽車快速發(fā)展的重中之重。在能源緊缺的環(huán)境下，設(shè)計(jì)一款節(jié)能、高效、大功率密度的充電機(jī)是電動(dòng)汽車行業(yè)的最大挑戰(zhàn)。
為了提高整機(jī)的效率和大功率的設(shè)計(jì)要求，本設(shè)計(jì)研究在文獻(xiàn)[1-2]中提出前級(jí)采用三相六開關(guān)的PFC拓?fù)潆娐?，以提高功率因?shù)，為后級(jí)的DC/DC變換器提供穩(wěn)定在700 V的輸入電壓，半橋三電平LLC諧振變換器實(shí)現(xiàn)輸出280~400 V的寬范圍電壓，是本充電機(jī)的核心部位。
其既能滿足高電壓大功率，又能實(shí)現(xiàn)高頻軟開關(guān)技術(shù)，以降低變換器開關(guān)管的損耗。半橋三電平LLC諧振拓?fù)潆娐肪哂懈咻斎腚妷?、高功率、寬范圍輸出電?sup>[3]，將其應(yīng)用在新能源汽車的充電機(jī)中有很好的應(yīng)用前景，在闡述工作原理與特性時(shí)，給出了設(shè)計(jì)思路與參數(shù)設(shè)計(jì)及選型仿真驗(yàn)證400~800 V輸入、10 kW輸出實(shí)驗(yàn)的可行性和實(shí)用性。根據(jù)充電機(jī)所處環(huán)境及性能要求，確定其性能指標(biāo)是：額定輸入相電壓：220 ±10% V；輸出功率：10 kW；輸出電流：20 A；輸出電壓范圍：280~400 V；滿載效率：≥ 0.98 ；輸出電壓紋波范圍： ±2% 。
1 新型半橋三電平LLC諧振雙向DC/DC變換器
1.1 半橋三電平LLC諧振雙向直流變換器的結(jié)構(gòu)拓?fù)?/p>
半橋三電平LLC諧振直流變換器是將一種直流電變換成另外一種直流電的方法，隨著對(duì)直流變換器的技術(shù)研究，直流變換器逐漸向軟開關(guān)、多電平、高頻化、高功率密度發(fā)展。半橋三電平LLC諧振直流變換器的電路如圖1所示。Vin為前級(jí)BoostPFC拓?fù)潆娐份敵龅?00 V直流電壓，Cin1與Cin2為容量很大且容值相等的輸入電容，S1、S2為三電平變換器的上橋臂開關(guān)管，S3、S4為三電平變換器的下橋臂開關(guān)管，當(dāng)開關(guān)管處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，兩端承受的電壓為直流母線輸入電壓的一半，D1、D2為中點(diǎn)鉗位二極管，把A、B兩點(diǎn)間的鉗位為
三種狀態(tài)，三電平由此而得。VD1~VD4為開關(guān)管的體二極管，高頻變壓器具有電氣隔離與電壓轉(zhuǎn)換作用，在軟開關(guān)狀態(tài)下減少開關(guān)損耗，保證充電機(jī)在高效下提高工作頻率，有利于減小充電機(jī)的體積。Cr、Lr、Lm為一次側(cè)的諧振網(wǎng)絡(luò)，Ln為輔助電感，正向運(yùn)行時(shí)不參與諧振，輔助一次側(cè)開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS。Lm采用磁集成技術(shù)為高頻變壓器的漏感，同樣可以減小充電機(jī)的體積。二次側(cè)半橋三電平橋拓?fù)潢P(guān)于LLC諧振腔與一次側(cè)完全對(duì)稱，Lm為反向運(yùn)行時(shí)的輔助電感，實(shí)現(xiàn)二次側(cè)開關(guān)管的軟開關(guān)條件。半橋三電平LLC諧振變換器輸入/輸出電壓的關(guān)系：
，D為占空比， 
，K是變壓器的變比。只要控制D、K就可以調(diào)節(jié)輸出電壓。本拓?fù)潆娐窞榱烁玫貙?shí)現(xiàn)軟開關(guān)，采用分時(shí)開通和關(guān)斷同橋臂原理，即S1、S4先關(guān)斷為超前管，S2、S3后關(guān)斷為滯后管。
1.2 頻域分析
正向運(yùn)行時(shí)，輔助電感Ln被諧振網(wǎng)絡(luò)輸入端鉗位，不參與諧振，存在2個(gè)諧振頻率：fr為串聯(lián)諧振頻率
， 三元件串并聯(lián)諧振頻率
當(dāng)fs > fr時(shí)，工作波形如圖2（a）所示，輔助電感Ln、Lm被橋臂電壓VAB、VCD鉗位，不參與諧振，正負(fù)半周期交接處，由于諧振電流續(xù)流，一次側(cè)開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS，二次側(cè)始終有電流，體二極管整流為硬開關(guān)，無法實(shí)現(xiàn)ZCS而造成損耗。
當(dāng)fm = fr時(shí)，工作波形如圖2（b）所示，諧振電流為正弦波，Ln、Lm都不參與諧振，一次側(cè)開關(guān)管能實(shí)現(xiàn)ZVS，二次側(cè)電流自然續(xù)流到0，體二極管能實(shí)現(xiàn)ZCS。
當(dāng)fm < fs < fr時(shí)，工作波形如圖2（c）所示，由于開關(guān)頻率fs小于諧振頻率fr，完成串聯(lián)諧振的半周期后，諧振電流iLr 與勵(lì)磁電流iLm 相等，輔助電感參與諧振，一次側(cè)開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS，二次側(cè)體二極管電流斷續(xù)，也可以實(shí)現(xiàn)ZCS[5-6]。現(xiàn)以fm < fs < fr區(qū)域?qū)Π霕蛉娖絃LC諧振雙向DC/DC變換器的工作狀態(tài)描述如下。
1.3 ZVS半橋三電平LLC諧振直流變換器的原理
文獻(xiàn)[7]中介紹了兩種控制方式，本設(shè)計(jì)采用第二種同橋臂分時(shí)開關(guān)，即S1、S4先關(guān)斷，S2、S3后關(guān)斷。
變換器工作波形圖如圖2所示。
模態(tài)1：t0時(shí)刻，S1、S2開通，體二極管VD5、VD6導(dǎo)通，勵(lì)磁電感兩端的電壓為nVo，勵(lì)磁電流直線上升， iLr 呈正弦形式上升，Lr、Cr參與諧振。
模態(tài)2：t1時(shí)刻， iLr = iLm ，體二極管VD5、VD6電流為0，實(shí)現(xiàn)ZCS，勵(lì)磁電感不再鉗位，三元件參與諧振，由于Lm>>Lr，此過程時(shí)間很短， iLr 保持不變。
模態(tài)3：t2時(shí)刻，S1關(guān)斷，諧振電流iLr 給C1充電，C4放電， VAB =1/2 Vin，由于C1兩端電壓不能突變，使S1實(shí)現(xiàn)ZVS。
C1充電回路：
Cin1上→C1→S2→ Lr → Lm→Cr → B→Cin1下；
C4放電回路：
C4→C3→ A→ Lr → Lm→Cr → B→Cin1下 ，C4放電其兩端電壓逐漸下降。
模態(tài)4：t3時(shí)刻，C1兩端電壓升至1/2Vin ，D1導(dǎo)通使兩端電壓鉗位為1 2Vin ，C4兩端電壓下降為0。iLr 的續(xù)流回路：A→ Lr → Lm→Cr → D1→S2→ A。
模態(tài)5 ： t 4 時(shí)刻， S 2 關(guān)斷， iLr 給C 2 充電，同理使S 2 實(shí)現(xiàn)Z V S ， 對(duì)C 3 放電， 體二極管V D 4 導(dǎo)通。C 3 放電回路：C3→ A→ Lr → Lm→Cr → B→Cin2←VD4→ C3 ，C3兩端電壓逐漸下降，A點(diǎn)電位變?yōu)?1/2Vin ，變壓器兩端產(chǎn)生負(fù)壓，使體二極管VD7、VD8導(dǎo)通，Lm再次被鉗位。
模態(tài)6 ： t 5 時(shí)刻， C 2 兩端電壓上升到1/2Vin ， C 3 兩端電壓下降為0 ， V D 3 開通， iLr 的續(xù)流回路：A→ Lr → Lm→Cr → B→Cin2→VD4→VD3→ A，把能量回送給輸入側(cè)。由于此時(shí)VD3、VD4導(dǎo)通，S1、S2關(guān)斷，在下一時(shí)刻就實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S3、S4的ZVS[8-9]。
2 增益特性分析與優(yōu)化設(shè)計(jì)
2.1 基波分析法分析總增益
具有諧振網(wǎng)絡(luò)的諧振型直流變換器，通過改變開關(guān)管的頻率來調(diào)節(jié)諧振網(wǎng)絡(luò)的增益，是非線性的，由于諧振型直流變換器的諧振網(wǎng)絡(luò)對(duì)輸入信號(hào)中的頻率高低比諧振點(diǎn)附近更加明顯，所以增益特性主要考慮基波分量，高次諧波可以忽略。令Mi為一次側(cè)逆變橋的電壓增益，M為諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓增益，Mr為二次側(cè)逆變橋的電壓增益，則
其中， GD 為基波電壓增益， Gi 為變換器移相控制時(shí)的電壓增益。
諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓增益
二次側(cè)整流橋的電壓增益為：
Gf 為調(diào)頻控制時(shí)的電壓增益， Gr 為整流橋的基波電壓增益，則變換器總的增益為：
從波形圖2可知，VAB是一個(gè)接近矩形的方波，由一系列的諧波分量疊加，V t AB( ) 的傅里葉級(jí)數(shù)展開式為：
基波分量為：
則有效值為：
而變換器逆變橋的基波增益
所以最后的總增益為：
由此可知，半橋三電平LLC諧振雙向直流變換器的總增益只與變換器的變比n、調(diào)頻模式下的電壓增益Gf及調(diào)壓控制模式的電壓增益GD有關(guān)，而變比是固定不變的。而
由此可見，LLC諧振變換器的電壓增益只跟諧振電感與勵(lì)磁電感的比K（Lm/Lr）、品質(zhì)因數(shù)Q、歸一化開關(guān)頻率fn有關(guān)，當(dāng)開關(guān)頻率與諧振頻率相等時(shí)，Gf =1 。要實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)就要先確定K、Q值。
2.2 K 、Q選值有效區(qū)域及 LLC諧振腔參數(shù)
半橋三電平變換器的諧振腔參數(shù)設(shè)計(jì)包含諧振電感Lr、勵(lì)磁電感Lm、諧振電容Cr[7]，這三者又決定品質(zhì)因數(shù)Q和電感比K（Lm Lr）的大小，因此LLC諧振腔的參數(shù)設(shè)計(jì)實(shí)際就是對(duì)K和Q的選擇。對(duì)于DC/DC變換器，必須達(dá)到以下指標(biāo)：全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管的ZVS開通，二次側(cè)的體二極管的ZCS關(guān)斷；寬電壓范圍調(diào)節(jié)輸出電壓。
設(shè)變壓器額定電壓輸出時(shí)，諧振電壓增益為1時(shí)，變壓器變比：
則諧振腔最大、最小電壓增益：
諧振腔的等效電阻Req為：
根據(jù)電氣參數(shù)計(jì)算可以得到變壓器變比n、諧振腔的最大最小電壓增益Gf 和Req的值。只有確保額定輸出電壓處于LLC諧振腔的最佳工作點(diǎn)，才能保證全負(fù)載范圍內(nèi)通過調(diào)頻方式控制最大最小電壓增益，從而實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。從圖3可知，K值越小，增益曲線電壓調(diào)節(jié)范圍越大，所以從電壓增益調(diào)節(jié)角度考慮，K值越小越好。但K值又不能太小，K值減小時(shí)，Lm減小，Lm減小就會(huì)增加系統(tǒng)的通態(tài)損耗，降低了效率，所以K取值范圍為：
其中，Ron為通態(tài)時(shí)的等效電阻，td為死區(qū)時(shí)間。
同時(shí)，品質(zhì)因數(shù)Q值越小，電壓調(diào)節(jié)范圍越寬，在較窄的開關(guān)頻率范圍內(nèi)，能實(shí)現(xiàn)變換器的寬電壓調(diào)節(jié)。Q值取值范圍：
確定K、Q值后，可以確定諧振電容Cr和諧振電感Lr的值：
勵(lì)磁電感：Lm = K ? Lr
根據(jù)K值的電壓增益圖，結(jié)合其性能指標(biāo)的電氣特性，確定K=4，Lm=60，Gmax=1.5，得到諧振電感為15 mH，勵(lì)磁電感60 mH，輔助電感60 mH，諧振電容0.25 μF。
2.3 高頻變壓器的參數(shù)設(shè)計(jì)
高頻變壓器是半橋三電平諧振雙向直流變換器的核心器件，其參數(shù)影響變換器的效率、電磁干擾及發(fā)熱情況，選型方面應(yīng)考慮變壓器的磁芯材料、形狀、溫升以及表面熱輻射。
由上面分析可知，匝數(shù)比n越大時(shí)，A、B兩點(diǎn)的有效值就越小，變換器一次側(cè)的電流承受越小，二次側(cè)體二極管電壓應(yīng)力就越大；若n越小時(shí)，占空比又容易消失，所以選擇匝數(shù)比必須在輸入電壓最低時(shí)，輸出能滿足實(shí)際需求。因此，確定占空比最大有效值為Deff = 0.8 ，二次側(cè)電壓有效值：
其中，Vo為輸出值400 V，VDR為體二極管的導(dǎo)通壓降1 V。一次側(cè)電壓有效值為Vp=350 V。經(jīng)分析變壓器的變比為：
采用面積乘積法（AP法）計(jì)算變壓器的磁芯，
Ae跟磁芯的最大功率和磁芯的有效面積有關(guān)，Aw與繞組間的空間和磁芯窗口面積有關(guān)。在磁芯空間允許范圍內(nèi)，AP值越小越好。變壓器總的視在功率PT：
取窗口使用系數(shù)ko = 0.45 ，最大磁通密度BW = 0.8 ，開關(guān)頻率fs =100 kHz ，電流密度系數(shù)k j = 400, 磁芯結(jié)構(gòu)系數(shù)X=-0.14，得
查表可用EE50磁芯，Ae=2.66 cm2，Aw=2.53 cm2，AL=6.11 mH/N2。
3 實(shí)驗(yàn)仿真驗(yàn)證
在文獻(xiàn)[10]中提出控制方式有調(diào)頻移相和變頻burst兩種控制方案，本設(shè)計(jì)利用數(shù)字信號(hào)處理器Tms320F28062作為連續(xù)變頻burst控制，連續(xù)變頻burst控制技術(shù)采用1個(gè)burst周期實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓電流調(diào)節(jié)[5]，此方法可以實(shí)現(xiàn)burst連續(xù)控制，fburst頻率最大為開關(guān)頻率fs，輸出紋波小，如圖4為不同fburst頻率時(shí)的輸出電壓和諧振電流波形。實(shí)驗(yàn)仿真如圖4所示。
狀態(tài)1：當(dāng)fburst=100 kHz, fs=100 kHz,D=0.4 時(shí)，此時(shí)，輸出電壓為200 V，紋波電壓ΔUo =1.5 V，波形如圖4（a）所示為諧振電流iLr 與S3漏極源極間電壓uds波形。在Uds下降為0時(shí)， iLr 雖然大于0，但S3實(shí)現(xiàn)零電壓開通。
狀態(tài)2：fburst=100 kHz, fs=100 kHz,D=0.4 ,U0 = 60 V，ΔU0 = 2 V，輸出電壓由200~60 V變化，調(diào)節(jié)效果顯著，S3仍可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通。如圖4（b）所示。
4 結(jié)論
利用半橋三電平LLC諧振雙向直流變換器拓?fù)潆娐奋涢_關(guān)技術(shù)提高充電機(jī)的效率，并采用時(shí)域法和基波法對(duì)其進(jìn)行分析與參數(shù)優(yōu)化設(shè)計(jì)，通過變頻burst連續(xù)控制實(shí)現(xiàn)寬電壓范圍輸出，并經(jīng)過前后級(jí)仿真演示，基本能實(shí)現(xiàn)功能要求，為設(shè)計(jì)高效、高功率密度、小型、輕重的車載充電機(jī)打下伏筆。
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