LTspice中電流模式控制降壓變換器的設(shè)計(jì)

在本文中，我們將通過檢查LTspice中的示例電路布局來了解開關(guān)穩(wěn)壓器的電流模式控制（CMC）。

我之前的文章提供了電流模式控制（CMC）作為一種在DC-DC轉(zhuǎn)換器中實(shí)現(xiàn)高性能電壓調(diào)節(jié)的技術(shù)的理論概述?，F(xiàn)在，我們將使用LTspice來更深入地了解這些電路的實(shí)際工作方式。

我創(chuàng)建了一個(gè)CMC降壓轉(zhuǎn)換器的LTspice示意圖（圖1），以幫助我們檢查CMC的設(shè)計(jì)原理和操作。該電路是一個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)，使用電壓和電流反饋來鎖定輸出電壓。

峰值CMC降壓轉(zhuǎn)換器的LTspice示意圖。

圖1。峰值CMC降壓轉(zhuǎn)換器的LTspice示意圖。

原理圖審查

該實(shí)現(xiàn)基于德州儀器公司文件“理解和應(yīng)用電流模式控制理論”圖6中的峰值CMC降壓轉(zhuǎn)換器。有一些重要的差異，我將在它們變得相關(guān)時(shí)進(jìn)行解釋?，F(xiàn)在，讓我們檢查一下這個(gè)示意圖的組件，以及它們對電路功能的貢獻(xiàn)。

RSENSE和DIFF-AMP

通過放大與電感器（L）串聯(lián)的電流感測電阻器（RSENSE）兩端的電壓來產(chǎn)生電流反饋信號。為了方便起見，我使用了任意行為電壓源（DIFF-AMP），而不是SPICE版本的差分放大器。DIFF-AMP輸出等于RSENSE兩端的電壓乘以10。

總電流-電壓增益可計(jì)算如下：

反饋電壓和誤差放大器

輸出電壓連接到由RFB1和RFB2組成的電阻分壓器。該分壓器向由VREF、U1、RCOMP、CCOMP和CHF組成的補(bǔ)償誤差放大器提供反饋電壓（VFB）。

完成控制回路

A1和A2通過使用電流反饋信號和電壓誤差信號來生成用于開關(guān)的適當(dāng)柵極驅(qū)動波形來完成控制回路，在該示意圖中，開關(guān)被實(shí)現(xiàn)為NMOS晶體管。A1是施密特觸發(fā)器緩沖器，由于具有差分輸入，所以用作比較器，A2是SR鎖存器。LTspice稱之為SRFLOP。

權(quán)力舞臺

M1、M2、L、RSENSE和COUT屬于功率級。注意，COUT值（圖2）包括1 mΩ的ESR。

LTspice窗口顯示CMC降壓轉(zhuǎn)換器模擬的輸出電容值。電容為100μF，包括1 mΩ的ESR。

圖2:用于CMC降壓轉(zhuǎn)換器模擬的COUT（包括ESR）。

我在以前的文章中已經(jīng)討論過buck拓?fù)?，所以我不會在這里花太多時(shí)間。然而，我想評論一下這個(gè)特定電路的功率級的一些方面，即M1的柵極驅(qū)動電壓以及兩個(gè)開關(guān)而不是開關(guān)和二極管的存在。我們將在接下來的兩節(jié)中討論這些問題。

M1和M2可以在圖3的左側(cè)看到，圖3顯示了降壓轉(zhuǎn)換器的功率級。

LTspice示意圖的一部分。完整示意圖顯示CMC降壓轉(zhuǎn)換器。這張示意圖顯示了降壓轉(zhuǎn)換器的功率級。

圖3。CMC降壓轉(zhuǎn)換器的功率級部分示意圖如圖1所示。

提升M1柵極驅(qū)動器

如上所述，我們使用NMOS晶體管作為電源開關(guān)（M1）。我們不能僅僅用任何舊的邏輯信號來驅(qū)動?xùn)艠O，就好像FET的源極在地一樣。

我在這個(gè)電路中的主要邏輯電壓是5V。由于VOUT也是5V，我們可以很容易地得出結(jié)論，5V的柵極電壓不足以將這個(gè)FET變成有效的開關(guān)。在任何情況下，我們希望柵極電壓高于VIN，而不僅僅高于VOUT。

物理實(shí)現(xiàn)可以通過包括用于提升柵極驅(qū)動信號的電荷泵電路來解決這種復(fù)雜性。對于LTspice實(shí)現(xiàn)，解決方案甚至更簡單：我只告訴SR鎖存器使用15V作為邏輯高電壓（圖4）。

顯示SRFLOP值的LTspice窗口。它顯示邏輯高電壓等于15V，邏輯低電壓等于0V。

圖4。SR鎖存器（SRFLOP）的邏輯高電壓定義。

同步整流

用開關(guān)代替二極管的技術(shù)稱為同步整流。這種方法與一長串好處有關(guān)：引用TI應(yīng)用程序關(guān)于功率轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中同步整流主題的說明，它“提高了效率、熱性能、功率密度、可制造性和可靠性，并降低了電源系統(tǒng)的整體系統(tǒng)成本。”

有了這樣的背書，很難為我在切換器模擬中使用二極管辯護(hù)。因?yàn)楸或?qū)動到全導(dǎo)通的FET比正向偏置的二極管下降更少的電壓，所以同步整流在實(shí)際應(yīng)用中是優(yōu)選的；然而，當(dāng)目標(biāo)是解釋基本原理而不是優(yōu)化性能時(shí)，二極管看起來確實(shí)有點(diǎn)簡單。另一方面，也許我只是懷念上世紀(jì)90年代以前的電路設(shè)計(jì)。

在任何情況下，第二開關(guān)都必須具有其自己的驅(qū)動信號，因?yàn)楫?dāng)高側(cè)FET（M1）導(dǎo)通電流時(shí)，低側(cè)MOSFET（在我的示意圖中為M2）需要阻斷電流，反之亦然。我通常會覺得這個(gè)要求有點(diǎn)煩人，但在這種情況下，這根本沒有問題——我們已經(jīng)在使用SR鎖存器來生成PWM信號，而鎖存器的Q-not輸出正是我們第二個(gè)FET所需要的。

測量電流

眾所周知，開關(guān)穩(wěn)壓器能夠以最小的功率損耗轉(zhuǎn)換電壓，我們不得不在潛在的高電流電路路徑中放置電阻元件，這有點(diǎn)令人失望（圖5）。不過，總的來說，這對于當(dāng)前模式控制的好處來說是一個(gè)很小的代價(jià)。

LTspice示意圖的一部分。完整示意圖顯示CMC降壓轉(zhuǎn)換器。這張示意圖顯示了電流感應(yīng)電阻器。。

圖5。電流感應(yīng)電阻器（RSENSE）。

RSENSE的值（10 mΩ）是為了平衡效率和精度——我們希望在產(chǎn)生足夠大的電壓以與噪聲和放大器的非理想性很好地競爭的同時(shí)減少功耗。我的“放大器”是一個(gè)純粹的數(shù)學(xué)組件，除非你故意將其包括在內(nèi)，否則SPICE電路不會有噪聲，所以如果我們愿意，我們可以在這個(gè)模擬中使用更小的電阻器。

在物理電路中，像INA240這樣的東西將是放大RSENSE電壓的好選擇。

未完待續(xù)…

在本文中，我們主要通過其原理圖來分析我們的示例CMC降壓轉(zhuǎn)換器。下一次，我們將通過在LTspice中生成電壓波形來提高對電路的理解。