一種無APFC的全壓低成本開關(guān)電源設(shè)計方案

主電源采用移相全橋拓撲。全橋電路易于實現(xiàn)大功率的輸出，而移相全橋作為全橋電路的改良版本，在整機效率方面更具備優(yōu)勢。橋式電路中串入諧振電感，諧振電感與MOS管的寄生輸出電容Coss之間諧振。從而在MOS管開啟之間使得DS端電壓為零，實現(xiàn)零壓開啟。因為實現(xiàn)了MOS管的零壓開啟，降低了驅(qū)動電路以及MOS管Qg常數(shù)的要求，使得器件成本也隨之降低。使用雙象可控硅作為倍壓開關(guān)。單向可控硅可斷開整個主電源的供電。當可控硅完全斷開時，整個主電源電路上所有器件均無電流環(huán)路，除去可控硅本身極小的漏電流，主電路無功耗損失。

3.2.2 倍壓結(jié)構(gòu)和原理

倍壓方式與手動倍壓原理一致，當交流電壓處于1、2象限時，電流流向為(紅色軌跡)：AC+ -> D1 -> CAP1 -> K -> AC-,電源給給電容CAP1充電，其電壓將達到交流峰值;當交流電壓處于3、4象限時，電流流向為(綠色軌跡)：AC- -> K -> CAP2 -> D4 -> AC+.，電源給電容CAP2充電，其電壓也將達到交流峰值。因此，整流后的電壓將會雙倍于開關(guān)斷開狀態(tài)的電壓。

AC輸入電壓為AC100V-127V和AC220V-240V.由公式可知整流輸出后電壓范圍為：

DC283-DC360V.充分考慮器件分壓：如電容ESR、開關(guān)管壓降、EMI器件壓降，可以認為在重載情況下整流導通約為60度，電壓取值可以認為在：DC245V-DC360V.相對于普通全壓電源電壓取值范圍(將達到：DC122-DC360V)有大幅度衰減。

3.3 輔助電源

輔助電源采用反激RCD拓撲。輔助電源為所有控制電路提供電力，由于整體要求功耗低于15W，選用反激拓撲結(jié)構(gòu)的集成方案實現(xiàn)。

無論在體積和成本控制均為理想的選擇。集成方案中常引入了‘打嗝’模式很容易將功耗控制在0.3W以內(nèi)。3.4 控制電路

過零邏輯電路、倍壓邏輯電路、可控硅驅(qū)動電路等組成控制電路。由于使用單向可控硅和雙向可控硅相結(jié)合可以切斷整流后級電路(包含濾波電容)，理論上后級電路零功耗。

結(jié)合輔助火牛，整機待機功耗可輕易控制在0.5W以內(nèi)，滿足‘能源之星’的要求。

3.4.1 過零電路

由于沒有NTC的阻流作用，控制電路還須實現(xiàn)ZVS控制。倍壓控制邏輯和ZVS控制邏輯必須保持同步。驅(qū)動電路則使用光耦進行隔離驅(qū)動，有效避免可控硅驅(qū)動電位不一致的問題。

圖2-4中比較器U1-B可實時監(jiān)測過零狀態(tài)，同時為避免多次過零判斷，加入R101完成過零邏輯自鎖。圖2-5和2-6為實測電壓和電流波形。

其中圖2-5為使用NTC限流電路，在電源開啟瞬間電壓和電流波形。圖2-6為零壓開關(guān)電路，電流得到很好的控制，電流有一個從‘0'

開始變大的過程。浪涌電流也低于NTC限流電路，浪涌電流得到明顯的控制，且不受開機間隔的限制，可以任意開關(guān)次數(shù)和頻率的限制，效果非常明顯。

自動倍壓邏輯先于過零邏輯產(chǎn)生。圖2-4中，比較器U1-A實時監(jiān)測輸入電壓，其輸出邏輯與過零邏輯為’與‘的關(guān)系。倍壓邏輯電路一方面要能夠根據(jù)輸入電壓自動實現(xiàn)倍壓操作，同時要能夠有效的防止干擾性波形，引起系統(tǒng)不必要的動作甚至誤操縱的可能。如：當負大幅度波動時所帶來的輸入電壓的波動，而這種波動是在一定范圍內(nèi)活動的，所以只需對門限進行設(shè)定，便可以允許一定范圍內(nèi)的電壓波動。而在開機過程中需要避免的是電路需要避開電壓上升過程帶來的倍壓誤操作和關(guān)機過程中，電壓的正常下跌時倍壓的誤操作?？焖匍_關(guān)操作過程中，可能存在的倍壓誤操作。

3.4.3 可控硅驅(qū)動