高效、低紋波DCS-Control實現(xiàn)無縫PWM節(jié)能轉(zhuǎn)換

持續(xù)最小“導通”時間的單個開關脈沖，把最小能量傳輸至輸出端，從而實現(xiàn)最小輸出電壓紋波。隨著輕負載電流增加，單次脈沖更加靠近，并增加開關頻率至音頻帶之上，其速率高于其它節(jié)能拓撲。其它拓撲在節(jié)能模式下使用數(shù)組或者連續(xù)脈沖，導致脈沖期間輸出端的能量更大。由于輸出電壓降回其設置點需要花費更長的時間，因此脈沖的間隔更大，從而使有效頻率在音頻范圍內(nèi)的時間更長。DCS-Control的單脈沖構(gòu)架，讓其可以工作在音頻帶以上，并且負載電流小于其它拓撲。

當負載增長到一定程度、單次脈沖之間沒有時間間隔時，在比較器告訴高側(cè)MOSFET再次開啟以前電感電流不會返回零。DCM邊界處出現(xiàn)這種負載狀態(tài)，屆時，轉(zhuǎn)換器退出節(jié)能模式，進入PWM模式。

節(jié)能模式的輸出電壓紋波

組合使用節(jié)能模式(最小“導通”時間的單次脈沖)和達到零電感電流時進入PWM模式，讓DCS-Control拓撲比其它拓撲更加靈活，從而實現(xiàn)更加簡單的配置，最終滿足系統(tǒng)要求。例如，思考一個12V輸入和3.3V輸出的系統(tǒng)在節(jié)能模式下的輸出電壓紋波情況。TI的TPS62130評估模塊(EVM)工作在2.5MHz設置下，用于圖2來演示如何通過增加外部電感和輸出電容減少這種紋波。無負載狀態(tài)用于顯示節(jié)能模式下的極端輸出電壓紋波。

圖2 TPS62130的輸出電壓紋波

圖2a顯示了已經(jīng)很低的26mV峰值到峰值輸出電壓紋波，即3.3V輸出電壓的0.8%，其使用默認電路得到。由于在每個開關脈沖期間傳輸?shù)哪芰肯嗤?，因此增加輸出電容可以減少輸出電壓紋波。輸出電容更高，固定能量帶來的電壓紋波也就越少(圖2b)。由于“導通”時間不變，因此增加電感可以降低開關脈沖內(nèi)達到的峰值電流。低峰值電流存儲的能量也更少(E= ? × L × I2)，因此傳輸至輸出的能量也更少，從而再一次降低了電壓紋波(圖2c)。注意，每個電路的“導通”時間相同，因為其為器件的內(nèi)部固定值，無法通過外部組件改變。

工程師還可以設置通過調(diào)節(jié)電感進入節(jié)能模式的負載電流，其把邊界更改為DCM。更大的電感帶來更小的電感電流紋波，其意味著，電感電流保持在零以上，導致更低的輸出電流電平。它可以讓節(jié)能模式的進入點和輸出電壓紋波滿足各種特殊需求，從而讓這種拓撲可以用于各種應用中，包括那些對噪聲高度敏感的應用，例如：醫(yī)療或者工業(yè)應用中的低功耗無線發(fā)射器和接收器、消費類設備的便攜式電源以及固態(tài)硬盤電源。瞬態(tài)響應

由于DCS-Control拓撲通過VOS引腳檢測實際輸出電壓，因此其非常適合于對負載瞬態(tài)做出響應。該信號直接饋給比較器，并不通過帶寬限制誤差放大器傳輸，不影響“導通”時間。因其遲滯特性，DCS-Control拓撲的負載瞬態(tài)響應更迅速，而器件100%占空比又進一步增強了它的這種能力。

在這種模式下，只要輸出電壓恢復需要，器件便可以讓高側(cè)MOSFET保持開啟。換句話說，比較器的“導通”時間要求得到完全滿足。圖3顯示了TPS62130 EVM通過其100%占空比對無負載到1A負載瞬態(tài)做出響應的情況。在瞬態(tài)開始和高側(cè)MOSFET開啟時之間的300ns時間延遲意味著，瞬態(tài)響應幾乎完全受大信號問題(電感)的限制，而非小信號問題(控制拓撲)。因此，DCS-Control拓撲并非是器件瞬態(tài)響應能力局限的主要方面;在使用特定輸出濾波器組件時，它實現(xiàn)了優(yōu)異的瞬態(tài)響應。

圖3 瞬態(tài)響應期間TPS62130 EVM的100%占空比模式

無縫轉(zhuǎn)換

在前面，我們注意到，在DCS-Control拓撲中，僅一個電路控制PWM和節(jié)能模式。它實現(xiàn)了兩種控制模式之間的迅速且無縫的轉(zhuǎn)換。另外，當電路的工作狀態(tài)接近兩種模式之間的邊界時，它仍然擁有更高的性能。由于不存在模式開關，因此便沒有輸出脈沖干擾。

圖4把TPS62130的模式轉(zhuǎn)換性能同使用另一種控制拓撲的器件進行了比較。在類三角模式下，負載電流(綠色表示的底部線條)范圍為10mA到1A。我們同時觀察到了擾動或者干擾電感電流和輸出電壓紋波。

圖4 PWM模式到節(jié)能模式轉(zhuǎn)換

對于