AD834用于直流至500MHz應用

圖11. 直流至60 MHz電壓控制放大器的頻率響應

使用有源電平轉換的直流至480 MHz電壓控制放大器。

圖12(a)顯示了使用PNP晶體管作為共基級或共源共柵電路的有源電平轉換器。此處，通過三個理想電流源模擬AD834,兩個用于8.5 mA偏置電流，一個用于±4 mA差分信號電流。晶體管基極連接到+ 5V,無信號時，發(fā)射極電位保持5.7 V在電阻R1和R2兩端產生3.3 V的電壓。圖12(b)顯示的是一個等效電路。

圖12. 使用有源電平轉換器的AD834輸出級

信號電流發(fā)生器為零時，求解流入發(fā)射極的電流，得出等效直流偏置電流為7.17 mA.在交流域內，對于信號電流發(fā)生器，R1和R2均連接到低阻抗節(jié)點。通過檢查，原始信號電流已按以下比例縮放：

由于AD834輸出具有極高輸出阻抗，可忽略等效串聯電阻。假定正常，R3兩端流入共源共柵電路發(fā)射極的7.17mA全部流出共源共柵電路集電極。R3兩端電壓則為：

運算放大器輸入低于地電壓350 mV,且在寬帶放大器的共模范圍內。

只要用戶不建立任何雜散極點，配置為共源共柵電路的晶體管的帶寬為晶體管單位增益頻率(fT)。選擇R1和R2時，如果其并聯和對于晶體管寄生發(fā)射極-基極電容過大，或者R3對于晶體管寄生集電極-基極電容過大，將產生降低電路頻率響應的干擾極點。

圖13. 使用有源電平轉換的直流至480 MHz電壓控制放大器

使用有源PNP電平轉換器時的另一潛在缺點是共源共柵電路發(fā)射極的振蕩。雙極性結型晶體管發(fā)射極的輸入阻抗在接近其增益帶寬積(fT)的頻率下為感性，而AD834輸出為容性。由于系統(tǒng)具有高帶寬，這些阻抗可導致振蕩。

為防止此類振蕩，圖12中的發(fā)射極利用R2與AD834輸出隔離。這可以防止振蕩，同時提供公式4中敘述的信號衰減(增益控制)。2N3906提供無諧振或振蕩時的寬帶電平轉換。使用其他晶體管時必須格外謹慎。

共源共柵電路集電極上的信號電流現在以差分電流形式饋入寬帶放大器，形成圖13所示的電壓轉換器配置。此配置類似于由運算放大器驅動的電流電壓轉換器，該轉換器通常跟隨在電流輸出乘法數模轉換器之后。

AD9617是驅動電流電壓轉換器的極佳選擇。AD9617是第二代跨導放大器(也稱為電流反饋和TZ放大器)，擁有完全互補輸出級(不同于AD5539)，針對400反饋電阻進行了優(yōu)化。

AD9617輸入直接連接到共源共柵電路集電極。運算放大器在輸入節(jié)點間建立虛擬短路，迫使所有信號電流流入反饋路徑。轉換器差分跨阻為400.所需縮放可通過上述R1和R2衰減網絡獲得。AD9617輸出端的電路滿量程增益(X = Y= 1 V)如下計算：

即反轉端接電阻后為1.04 V.實際電路顯示了更接近一的滿量程增益。

圖14顯示了施加于X輸入的滿量程階躍響應(-1 V至+ 1 V)及設置為+1 V的Y輸入，證明電路上升時間不足2 ns,并呈現出一些過沖，但未發(fā)生振鈴。請注意輸出在500 V/s以上擺動。

圖15顯示的是針對+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y輸入從HP8753B網絡分析儀上截取的一組頻率響應。Y輸入實際被調節(jié)至將輸入失調歸零。請注意，電路具有500 MHz的小信號帶寬(輸入功率電平為0 dBm)。該帶寬可在反相節(jié)點利用兩個1 pF電容來實現。高頻饋通小于滿量程的-80 dB(f 2 MHz)。

AD834用作視頻開關

將0 V和+1 V施加于用作柵極控制的X通道，并將視頻信號施加于Y通道時，AD834便成為高速視頻開關。圖16通過以ECL開關為中心的高速電流開關電路說明這一概念。電流流經Q1或Q2,具體取決于輸入電壓。電流開關可確保干凈快速地切換至已決定的電平(+ 1 V與地)，使用戶可對柵極輸入執(zhí)行過驅和欠驅。

柵極電路輸入從+1 V升至+2 V時，AD834接通。在1 V以下，Q1幾乎吸收來自216 電阻的所有電流;2N3906晶體管關斷。此狀態(tài)下，從X2輸入至地的100 Ω電阻準確關閉Y通道，同時Y通道饋通至在-50 dB下測量的輸出。Q2基極保持在1.6 V時，晶體管發(fā)射極電位為2.35 V.在獨立于柵極輸入高電平的X2輸入下，261 Ω電阻穩(wěn)定的10.2 mA(減去基極電流)在100Ω電阻兩端產生+1 V電壓。

圖17顯示了1.5 ns上升時間脈沖選通200 MHz信號的示波器照片。所得包絡上升時間為2.7 ns;下降時間為3.0 ns.盡管開關信號可能更慢，AD834輸出級應具有大于100 MHz的帶寬，以便維持3.5 ns的包絡上升時間。

交流輸出耦合法

許多應用中，輸出端的直流分量可以丟棄。此類情況下，寬帶緩沖器可容易地交流耦合到AD834輸出。以下電路顯示了使用簡單的變壓器和巴倫作為無源、交流耦合輸出電路。

變壓器耦合輸出

圖18顯示了中心抽頭輸出變壓器的使用，該器件在輸出端W1和W2提供必要的直流負載條件，并且設計成通過選擇適當的匝數比匹配所需的負載阻抗。變壓器設計的具體選擇完全取決于應用。變壓器也可在輸入端使用。中心抽頭變壓器可減少高頻失真，通過驅動平衡信號輸入降低高頻饋通。合適的中心抽頭變壓器包括Coilcra WB2010PC,制造商指定的工作頻率范圍為0.04 MHz至250 MHz.

巴倫耦合輸出

圖19顯示了使用隔直電容來消除直流失調，并使用巴倫(特別有效的變壓器)將差分(或平衡)信號轉換為單端(或不平衡)輸出的電路。巴倫由長度較短的傳輸線路構成，線路纏繞在環(huán)形鐵氧體磁芯上，用于將"平衡"輸出轉換為"不平衡"輸出。

盡管使用的符號與變壓器相同，工作模式卻大相徑庭。首先，負載現在應等于線路的特性阻抗，盡管線路長度較短時此條件通常并不重要。集電極負載電阻RC也可選擇成反向端接線路，同樣，該條件僅適用于使用長電氣線路時。

大多數情況下，RC應為直流條件允許的最大值，以便將負載的功率損失降至最低。線路可以是小型同軸電纜或雙絞線。

必須注意，巴倫的帶寬上限僅由傳輸線路質量決定;因此通常超過乘法器。這不同于傳統(tǒng)變壓器，信號以通量形式在磁芯內傳遞，且受磁芯損耗和泄漏電感限制。帶寬下限整體而言由線路串聯電感決定，也受負載電阻影響(如果隔直電容C足夠大)。實際上，巴倫可在遠遠寬于變壓器的帶寬上提供極佳的差分至單端轉換。

實現

構建這些電路需要良好的高頻技術。電路示意圖是合適的建議布局。本應用簡介中描述的所有電路均需要接地層。

接地層應盡可能大地覆蓋元件側，但不得在IC正下方或包圍任何個別引腳。插口會增加引腳電容和電感，應予避免。如果不得不使用插口，應使用單獨引腳插口，例如AMP p/n 6-330808-3.它引起的雜散電抗比模制的插口組件小得多。在IC上，除主要去耦電容外，每條電源走線還應使用0.1F低電感陶瓷電容去耦。所有引線長度應盡量短。長度在一英寸以上的引線應使用帶狀線技術。