新聞中心

EEPW首頁 > 模擬技術(shù) > 設(shè)計應(yīng)用 > 高效率低諧波失真E類射頻功率放大器的設(shè)計(圖)

高效率低諧波失真E類射頻功率放大器的設(shè)計(圖)

——
作者:電子科技大學(xué) 蘇黎 王向展 時間:2007-02-06 來源: 收藏

引言

近年來,隨著無線通訊的飛速發(fā)展,無線通信里的核心部分——無線收發(fā)器越來越要求更低的功耗、更高的效率以及更小的體積,而作為收發(fā)器中的最后一級,功率放大器所消耗的功率在收發(fā)器中已占到了60%~90%,嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的性能。所以,設(shè)計一種高效低諧波失真的功率放大器對于提高收發(fā)器效率,降低損耗,提高系統(tǒng)性能都有十分重大的意義。

筆者采用了sige bicmos工藝實現(xiàn)了集成e類功率放大器,其工作頻率為1.8ghz,工作電壓為1.5v,輸出功率為26dbm,并具有高效率和低諧波失真的特點,適用于fm/fsk等恒包絡(luò)調(diào)制信號的功率放大。為了達(dá)到設(shè)計目標(biāo),該功率放大器采用了一些特殊的方法,包括采用兩級放大結(jié)構(gòu),差分和互補型交叉耦合反饋結(jié)構(gòu)。

e類功率放大器

e類功放工作原理

e類功率放大器的特點是將晶體管作開關(guān)管,相對于傳統(tǒng)的將晶體管用作電流源的a、b、ab類功率放大器,具有更高的附加功率效率(pae,power added efficiency)。

圖1所示為理想e類功率放大器的原理圖。其中,c為場效應(yīng)管結(jié)電容和外接電容之和,ron為場效應(yīng)管處于線性區(qū)時的漏源電阻。


圖1  e類功放原理圖

當(dāng)輸入電壓大于閾值電壓時,場效應(yīng)管工作在線性區(qū),相當(dāng)于開關(guān)閉合,由于漏源間電阻ron很小,因此vd近似為0;而當(dāng)輸入電壓小于閾值電壓時,場效應(yīng)管截止,相當(dāng)于開關(guān)斷開,id為0。此時,c開始充電,引起vd增加,調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)從vd中濾出基波,傳輸?shù)截?fù)載電阻上。當(dāng)開關(guān)再次閉合時,有vd=0和dvd/dt =0,從而使得場效應(yīng)管上的電壓和電流不同時出現(xiàn),消除了由于充放電帶來的(1/2)cv2的損耗,晶體管理想效率達(dá)到100%。

除了高效率,e類功放還有一個優(yōu)點就是功率可調(diào)節(jié)性,即在保證輸出效率的同時能較大范圍的調(diào)節(jié)輸出功率。因為場效應(yīng)管相當(dāng)于開關(guān),所以輸入電壓的幅值不會影響輸出功率的大小。同樣的,當(dāng)場效應(yīng)管處于三極管區(qū)時,漏源間的電阻ron上會有功率消耗ploss,這是e類功放的最主要功率損耗。由于ploss與vd2成正比,我們可以將漏極效率表示為:

(1)

其中,c為常數(shù)。這樣,通過調(diào)節(jié)電壓保證一定的輸出功率,e類功放就能保持較高效率。

存在問題

e類功放同樣也具有不少的局限性。例如,因為vd比vdd大上三倍左右,所以在設(shè)計的時候就必須考慮到擊穿電壓的影響,這樣會使得輸出的功率范圍有很大的局限性。此外,為了減少ron帶來的損耗,必須盡可能地增大寬長比,但是晶體管的面積越大,就會造成柵極的電容越大,使得在輸入端需要更小的電感來進(jìn)行耦合,這會對輸入端信號提出更高的要求,很難通過bicmos工藝精確實現(xiàn)。而且大的柵漏電容會引起輸出端到輸入端的強反饋,這導(dǎo)致了輸入和輸出之間的耦合。最后,單端輸出電路每個周期都要向地或者硅襯底泄放一次大的電流,這可能會引起襯底耦合電流的頻率和輸入、輸出信號的頻率相同,從而在輸出端產(chǎn)生了錯誤的信號。

電路設(shè)計與改進(jìn)

圖2所示為兩級差分結(jié)構(gòu)的功率放大器,其中m5、m8為第一級差分結(jié)構(gòu)功率放大器,負(fù)責(zé)對第二級功率放大器提供大的驅(qū)動電壓;m1和m2組成第二級差分功率放大器,而m6、m7和m3、m4分別構(gòu)成了一、二級的交叉耦合正反饋結(jié)構(gòu)。


圖2  兩級差分耦合功率放大器

差分結(jié)構(gòu)

圖2所示的全差分結(jié)構(gòu)能夠解決襯底耦合的影響。由于在差分結(jié)構(gòu)中,雙端輸出每個周期會向地泄放兩次電流,由此使耦合電流的頻率成為信號電流的兩倍,這就消除了襯底耦合對信號的干擾。另外,在相同的電壓下,當(dāng)提供相同的輸出功率時,全差分結(jié)構(gòu)中流過每個開關(guān)管的電流要比單端輸出小得多,所以在不增加開關(guān)損耗的前提下,可以使用尺寸更小的晶體管,從而減小對輸入信號的要求。

lc振蕩器

為了減小ron帶來的損耗,并且提高開關(guān)速度,通常m1和m2的寬長比都會做得比較大,這樣一來就會對輸入端信號有更高的要求。

圖2所示的功率放大器采用了模式鎖定技術(shù),即lc振蕩器結(jié)構(gòu),不僅進(jìn)一步降低了開關(guān)管的尺寸,而且加快了開關(guān)的轉(zhuǎn)換速度。由m3、m4構(gòu)成的振蕩器中的交叉耦合部分,提供負(fù)阻來補償電感l(wèi)1、l2所引起的損耗,并對輸入開關(guān)管引入正反饋。這樣當(dāng)lc振蕩器工作在功率放大器的輸入頻率時,由于其輸出端在m1和m2的漏極,會幫助輸入開關(guān)管在盡可能短的時間完成“開”和“關(guān)”狀態(tài)的變化,從而可以進(jìn)一步減小輸入開關(guān)管的尺寸。通過調(diào)節(jié)lc振蕩器參數(shù),使得輸出端以輸入頻率發(fā)生振蕩,從而加快開關(guān)管的開啟和關(guān)閉速度,達(dá)到減小開關(guān)管寬長比的目的。

此外,相對于采用單端口輸出結(jié)構(gòu)的功率放大器,圖2所示的交叉耦合結(jié)構(gòu)的功率放大器,在實際應(yīng)用中會得到更低的總諧波失真(thd)。因為采用了全差分結(jié)構(gòu),在輸出端口會大幅度的削弱偶次諧波,所以在輸出諧波中奇次諧波占主要地位。

仿真結(jié)果與分析

本電路采用0.35μm sige bicmos的工藝進(jìn)行仿真,因為sige晶體管具有較高的截止頻率,符合工作頻率在1.8ghz的要求。此外,它與cmos工藝有很好的兼容性,可以實現(xiàn)高集成度的芯片。

在cadence上通過spectrerf工具仿真后,得到輸出功率和附加功率效率(pae)隨頻率變化曲線(如圖3所示)。當(dāng)電壓為1.5v,在1.8ghz時,pae達(dá)到最大值45.4%,漏極效率也達(dá)到最大值的66.2%,此時的輸出功率為26dbm。


圖3  pae和輸出功率隨頻率變化曲線

由圖4還可看出,偶次諧波在輸出端中并不占主導(dǎo)地位,它被大大的削弱了,相比單端口功率放大器,該器件在諧波失真方面有較大的改善。當(dāng)輸入頻率為1.8ghz,電源的輸出電流如圖5所示,通過計算可以得到電源的輸出功率為595.5mw。圖6所示為漏極電壓vd經(jīng)過調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)后保留下的基次波部分波形,由此可以計算得到負(fù)載(50ω)上的功率為394mw。


圖4 輸出端諧波


圖5 電源電流


圖6 輸出電壓波形



關(guān)鍵詞: 模擬IC 電源

評論


相關(guān)推薦

技術(shù)專區(qū)

關(guān)閉