新穎高效率開關(guān)電源控制器設計方案

　　1 引言

　　降壓型集成開關(guān)電源控制器廣泛應用于各類便攜式設備中。 近年來，隨著電池供電的便攜式設備，如手機、MP3 播放器、PDA 等性能的提高和功能的日趨豐富，對于開關(guān)電源的效率提出了越來越高的要求。

　　為提高效率和減少片外元器件， 目前應用的Buck變換器通常集成了功率開關(guān)和同步整流開關(guān)。 同時， 為減小片外電感元件的尺寸以適應便攜式設備的應用，開關(guān)頻率往往設置為幾兆甚至更高的數(shù)量級。 由此帶來的問題是，當變換器工作在輕載條件下， 開關(guān)損耗就變成了主要的功率損耗。 而便攜式設備恰恰常工作于待機狀態(tài)即輕載工作狀態(tài)下，輕載效率對于延長電池的使用壽命至關(guān)重要。 因此，提高輕載效率的問題受到了高度關(guān)注。

　　解決上述問題的一種常見方法是在輕載情況下降低開關(guān)頻率，從而使得變換器的效率保持在與重載近似的水平上。 這種技術(shù)有PFM/ PWM 多模式調(diào)制、共柵驅(qū)動等，但是它們有一個共同的缺點：開關(guān)頻率隨負載調(diào)制，這使片外濾波器的設計變得相當復雜。

　　本文提出的綠色模式降壓型功率集成開關(guān)電源控制器芯片采用了Burst/ PWM 多模式調(diào)制技術(shù)，控制變換器在重載下以恒定頻率工作在PWM 模式，而當負載降低到一定程度時，自動切換到Burst 模式并以降低的恒定頻率工作。 其主要優(yōu)點是減少了開關(guān)損耗， 又不增加片外濾波器的設計復雜度。 此外，Burst 模式還可以根據(jù)應用的需要，由用戶控制使能或禁止。 并且在模式轉(zhuǎn)換過程中，采用雙基準法實現(xiàn)模式轉(zhuǎn)換的平滑過渡和負載遲滯。 同時，芯片引入片上電流檢測技術(shù)以取代傳統(tǒng)的電阻電流檢測， 在一定程度上減少了功耗。 功率開關(guān)和同步整流開關(guān)的集成也簡化了片外應用電路的設計。

　　2 系統(tǒng)設計

　　本文提出的綠色模式降壓型開關(guān)電源控制器是一個恒定頻率工作、峰值電流控制模式的Buck 變換器，輸出電壓經(jīng)由片外分壓電阻反饋調(diào)節(jié)，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)均由片上集成。 系統(tǒng)原理如圖1 所示。

　　圖1 系統(tǒng)原理圖

　　2. 1 峰值電流PWM控制模式

　　DC2DC 變換器的控制策略主要有電壓型控制和電流型控制兩種。 與電壓型控制相比，電流型控制策略因具有較好的線性調(diào)整率和較為簡單的補償電路等優(yōu)點而被廣泛采用。

　　作者提出的綠色模式Buck 變換器在重載條件下工作時，采用峰值電流PWM 控制策略。 通常，根據(jù)電感電流檢測方法的不同，電流型控制又可分為平均電流控制、峰值電流控制、模擬電流控制等不同模式，其中峰值電流控制模式因?qū)斎腚妷汉洼敵鲐撦d變化的瞬態(tài)響應快、具有瞬時峰值電流限流功能等優(yōu)點，應用最為廣泛。

　　峰值電流控制環(huán)路主要由電流環(huán)和電壓環(huán)構(gòu)成。 控制環(huán)路的工作過程由圖2 所示。 圖中：

　　V sense = Vin - KIsense （1）

　　式中 V in是輸入電源電壓；V sense 是電流檢測模塊檢測到的電壓信號； Isense是檢測模塊檢測到的與電感電流成比例的信號。 另外，圖2 中的V peak 信號即為受電壓環(huán)控制的預期要達到的與電感電流峰值相對應的電壓信號。

　　圖2 　峰值電流控制過程

　　在每個周期開始時，由時鐘上升沿置位主RS 觸發(fā)器，功率開關(guān)打開，變換器進入充電階段，電感電流上升， Isense 上升而V sense 下降。 當電感電流達到峰值， 即V sense達到V peak時，電流比較器（ Icomp ） 的輸出復位RS 觸發(fā)器控制功率開關(guān)關(guān)斷。 這就是電流環(huán)的工作過程。 而電感電流的峰值主要由電壓環(huán)控制。 具體地說，當反饋電壓下降到基準以下時，誤差放大器（ EA） 輸出上升，限制電流上升峰值的V peak 電壓隨之下降，于是功率開關(guān)的開啟占空比增大，輸出電壓上升，反之亦然。 其中反饋電壓是由輸出電壓經(jīng)過電阻分壓得到的。

　　在功率開關(guān)關(guān)斷的時間間隔內(nèi)， 傳統(tǒng)的降壓型Buck 變換器采用肖特基二極管作為續(xù)流二極管。 因此，當肖特基二極管導通時，它的導通壓降（典型值013V）引起的功率損耗將是不可避免的。 為了減少導通損耗，引入了同步整流技術(shù)。 同步整流即采用一個同步功率開關(guān)代替整流二極管。 當同步整流開關(guān)導通時，導通電阻一般在100mΩ 以下，以1A 負載為例，此時的導通損耗近似為011W;而對于導通電壓為013V 的肖特基二極管，損耗近似為013W. 可見在中小功率的應用當中，同步整流可以有效地提高開關(guān)電源變換器的效率。

　　由于同步整流開關(guān)和肖特基二極管之間工作方式的差異，需同時引入一些控制電路和保護電路。

　　首先，在功率開關(guān)和同步整流開關(guān)兩個開關(guān)轉(zhuǎn)換的瞬間，必須設置一個死區(qū)時間（anti2shoot2thru） 來防止兩個開關(guān)同時導通導致輸入電源短路。 在死區(qū)時間內(nèi)，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)都關(guān)斷，此時電流由同步整流開關(guān)上寄生的二極管續(xù)流，所以在合理范圍內(nèi)死區(qū)時間越短就越能減少功耗，一般設計在 10ns 左右（1MHz 工作頻率下） 。

　　其次，同步整流開關(guān)不像肖特基二極管那樣只能單向?qū)щ?，當變換器工作在斷續(xù)電流模式下，在下一個周期開始之前，同步整流開關(guān)上的電流就已經(jīng)下降到零并反向，此時，電感電流反向相當于從負載抽電流，導致能量的浪費以及變換器效率的降低。 因此必須設計一個防止同步整流開關(guān)電流反向的檢測電路（ rever se） 來檢測電流方向。 本設計是利用檢測SW 點的電壓，當電壓從負變正時，反向電流比較器控制同步整流開關(guān)關(guān)斷。

　　2. 2 Burst 控制模式

　　在輕載情況下，這個多模式開關(guān)電源控制器還可以控制變換器工作在Burst 模式。 在這種模式下，功率開關(guān)根據(jù)負載情況連續(xù)工作幾個周期再關(guān)斷幾個周期，因此可以有效地減少開關(guān)損耗和降低靜態(tài)功耗。 對于便攜式設備應用來說，輕載情況下的變換器效率是一項非常重要的指標，因此Bur st 控制模式必不可少。 Burst 模式的工作過程如圖3 所示。

　　圖3 Burst 模式工作過程

　　當變換器工作在Burst 模式時，電感電流峰值的最小值被控制在150mA 左右，不再隨著負載的降低而降低，即Vpeak 信號不再受誤差放大器輸出控制。 Bur st 模式工作狀態(tài)和休眠狀態(tài)（sleep mode） 的切換主要由一個Bur st 比較器控制。 該比較器是一個典型的遲滯比較器，它的遲滯窗口直接決定了在Bur st 工作模式下輸出電壓的紋波大小。 輸出電壓的波動反饋到Bur st 比較器，當反饋電壓超過比較器上限時，Bur st 比較器輸出會強制功率開關(guān)關(guān)斷幾個周期，進入休眠狀態(tài)；反之，當反饋電壓低于比較器下限時，Burst 比較器的輸出允許功率開關(guān)按正常方式工作。 因此，在工作情況下，功率開關(guān)的開關(guān)頻率依然是恒定的，而且，在負載恒定的情況下，休眠狀態(tài)和工作狀態(tài)的交替過程也是按恒定頻率進行的。 每個Burst 工作過程視負載變化而定：在非常輕的負載下只持續(xù)幾個周期，而在重載情況下可能持續(xù)多個周期或者保持連續(xù)工作。 在Bur st 工作周期之間的休眠階段，功率開關(guān)和其他一些不必要的電路都被關(guān)斷，從而進一步減小靜態(tài)功耗，此時的負載電流完全由輸出電容供給。

　　2. 3 模式轉(zhuǎn)換

　　在多模式控制的變換器中，由于在輕重載條件下采用不同的控制策略，會在負載變化和模式切換的時候產(chǎn)生一些問題：一是當負載電流正好在所設定的模式切換點附近波動時，會使變換器在兩種工作模式間反復切換，極容易造成工作狀態(tài)不穩(wěn)定；二是在模式切換的瞬間會產(chǎn)生較大的過沖電壓，導致器件損壞。 這是多模式變換器普遍存在的一個嚴重缺陷。 針對這一缺陷，本文提出一種雙基準解決方案，即對PWM 模式和Bur st 模式采用不同的基準電壓，這樣不但可以實現(xiàn)如前所述的模式切換過程中的遲滯功能，且可抑制一部分過沖電壓。 模式切換時的工作原理如圖4所示。

　　圖4 　模式切換時的工作原理

　　在Bur st 工作模式中，控制器控制輸出電壓略高于PWM 工作模式中的輸出電壓，設計中，Bur st 下限高于EA 基準的016 % ，上限高于EA 基準