一種低噪高輸出電壓DC—DC變換器設計

摘要：針對某航天器設備用的130 V高壓DC—DC變換器的低噪聲要求，采用初級側隔離的負載端直接反饋控制方式，次級側采用結合LC低通無源濾波電路和有源濾波電路的兩級輸出濾波電路設計方法。通過實驗，不僅實現(xiàn)了高壓DC-DC變換器的低噪聲輸出，而且通過優(yōu)化設計，使得兩級濾波器的體積較小，可靠性較高，實現(xiàn)了星載應用。
關鍵詞：低噪聲；有源濾波；高輸出電壓；DC—DC變換器

0 引言
某航天器設備需應用一種輸入電壓28 V、輸出電壓130 V的隔離式DC—DC變換器，因為該設備的控制精度要求高，因此對DC—DC變換器的輸出噪聲有嚴格的要求。深入分析該設備系統(tǒng)的工作狀態(tài)，設計影響其正常工作干擾來自于DC—DC變換器的傳導干擾，分為差模傳導噪聲和共模傳導噪聲。
DC—DC變換器產(chǎn)生的干擾信號頻譜一般在30 MHz以下，屬于近場干擾。差模傳導噪聲中能量最大的一般為DC—DC變換器主開關頻率處的頻率分量，體現(xiàn)為輸出的電壓紋波；而共模傳導噪聲的頻率相對要高很多，主要由線路的寄生參數(shù)引起，體現(xiàn)為輸出的電壓尖峰。
通常DC—DC變換器輸出噪聲(包括電壓尖峰與紋波)為輸出電壓的1％，對于有特殊要求的DC—DC變換器，可以通過一些關鍵電路的設計來解決，如濾波電路、開關器件的緩沖網(wǎng)絡設計、有源濾波電路的設計、甚至采用軟開關技術等。
由于航天應用的特殊要求，某些地面應用的器件不能在空間應用，例如容量比較大的鋁電解電容，由于不是密閉結構，因此不能在空間低氣壓條件下應用；而且空間應用要考慮失效模式的影響(FMEA)，且不能存在單點失效故障，因此電容器要串并聯(lián)使用，這樣會減小電容器的有效容值，增大等效串聯(lián)電阻(ESR)和電路設計的難度。

1 總體方案考慮
該航天器設備用的隔離式DC—DC變換器的主要技術指標見表1所示。

從表1可以看出：
(1)母線輸入電壓范圍在25～31 V，屬于低壓母線；
(2)輸出額定功率52 W，極限功率104 W；
(3)輸出電壓為130 V；
(4)額定輸出電流為0．4 A，極限輸出電流為0．8 A。
因此概括起來該DC—DC變換器屬于低壓母線輸入，中等輸出功率(電流)的高輸出高穩(wěn)定DC—DC變換器。
從功率需求、輸出噪聲以及閉環(huán)穩(wěn)定性方面綜合考慮，電路采用負載端直接采樣反饋、電流型控制方式的推挽變換拓撲。輸出濾波電路采用兩級濾波電路。其中第一級采用LC低通濾波器。LC濾波器具有陡峭的頻率響應，但是電感器件的非線性、分布電容的影響，使得實際設計的濾波器達不到理論上的性能，因此對于低噪聲要求，不能僅采用LC低通濾波器。第二級采用有源濾波器。有源濾波器是利用有源器件(集成放大器、射隨器等)組成的無感濾波器，可以組成低通、高通、帶通濾波器等。近年來有源電力濾波器(APF)在電力系統(tǒng)智能控制中的應用越來越廣泛，是一種新型的動態(tài)抑制諧波和補償無功的電力電子裝置，較無源濾波器有更好的適應能力。通過改變其控制策略，能達到治理不同諧波源的要求。因此，對有源電力濾波器的研究已成為一大熱點，受到越來越多人的關注。
LC低通濾波器的截止頻率可以設計得較高，用于抑制較高頻率的電源噪聲。由于截止頻率較高，這樣濾波電感與電容元件參數(shù)值也不會太大，因此所需的濾波電感與電容元件的體積也較??；第二級的有源低通濾波器，用于抑制較低頻率的電源噪聲。由于采用了有源器件(MOS-FET管)，會對電源效率造成一定影響，從實驗結果來看，會使效率降低5％左右。

2 控制模式的選取
為了使輸出電壓穩(wěn)壓PWM型開關電源的負反饋控制信號可以是輸出電壓、輸出電流、輸入電壓(前饋)、輸出電感電壓以及開關器件峰值電流等。根據(jù)反饋控制信號的不同，一般分為電壓型和電流型兩種開關電源控制類型，其優(yōu)缺點見表2所示。

電壓型只對輸出電壓信號進行采樣，實現(xiàn)閉環(huán)反饋控制，是一種單環(huán)控制方式，輸出電壓采樣反饋信號Vf和基準電壓信號Vref進行比較得到誤差控制信號Ve，與固定鋸齒波信號比較后得到脈沖寬度調制信號對開關功率管進行開關控制，實現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)壓控制。
電流型控制又稱峰值電流控制模式，是一種雙環(huán)控制。輸出電壓采樣反饋信號Vf再與基準電壓信號Vref進行比較得到誤差控制信號Ve，再與輸出電感電流峰值三角波信號進行比較得到PWM控制信號，對開關功率管進行開關控制，實現(xiàn)閉環(huán)反饋控制。
電流型控制是雙環(huán)控制系統(tǒng)，由開關器件的峰值電流信號反饋的電流環(huán)(內環(huán))和輸出電壓信號反饋的電壓環(huán)(外環(huán))構成。功率變換部分是由電流環(huán)控制的電流源，電壓外環(huán)控制功率級的電流環(huán)。電流內環(huán)負責輸出電感的動態(tài)變化，而電壓外環(huán)只需控制輸出電容。因此峰值電流控制模式要比電壓型控制模式有大得多的帶寬。
為了低噪聲要求，輸出端采用了兩級濾波器，為了閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性，考慮采用電流型控制方式。

3 主變壓器設計
漏感是指沒有耦合到磁芯或其他繞組的可測量電感量。漏感的影響就像一個獨立的電感串聯(lián)在繞組的引線上一樣。它是導致功率開關管漏源極、整流二極管兩端電壓尖峰的原因。這是由于其磁通沒有被其他繞組匝鏈所致。
對于已經(jīng)選定的磁芯和計算好的繞組，可以根據(jù)式(1)估算漏感：

式中：K1是簡單的初級和次級繞組，一般取3，當次級繞組是交錯在初級繞組兩層之間時，取0．85；Lmt為整根繞線繞在骨架上每匝的平均長度，單位為in；nx為要分析的繞組所包含的匝數(shù)；W1為繞組的寬度，單位為in；Tins為繞組的絕緣厚度，單位為in；bw為制作好的變壓器所有繞組的厚度，單位為in。
從式(1)可以看出，對于好的變壓器設計來說，主要是要選擇中心柱較長的磁芯，可以使得繞組盡量寬；其次把繞組的匝數(shù)控制在最小程度，也可以有效地減小漏感，因為匝數(shù)和漏感的關系是平方關系；另外繞組之間的耦合好壞對漏感也有較大影響，因此在繞制過程中要盡量使繞組之間耦合緊密。
由于輸出電壓較高，次級匝數(shù)也較多，例如采用MAG公司RM10的磁芯，次級要26匝，如果按照正常的全波整流方式，漏感引起的電壓尖峰會很高，因此在變壓器設計上結合輸出整流電路，設計優(yōu)化如下：
(1)變壓器的繞制采用“三明治”式繞法，即初級繞組先繞一半，再繞次級繞組，繞后再將初級繞組剩余的匝數(shù)繞完，并將次級繞組包裹在里面，這樣漏感最小，原理圖如圖1所示，變壓器繞制如圖2所示；

(2)次級分成兩個帶中間抽頭的繞組，每個繞組13匝(圖1中的n3，n4和n5，n6)，且n3，n4和n5，n6這兩個帶中間抽頭的繞組并聯(lián)繞制，這樣耦合效果最好。

4 輸出濾波電路的設計
圖1所示的整流濾波電路中，繞組n3和n4經(jīng)V1和V2以及L1，C1整流輸出65左右直流電壓，并完成第一級濾波；同樣n5和n6經(jīng)V3和V4以及L2，C2完成同樣的功能；R1、C3和V5組成第二級低通有源濾波電路，其中V5串聯(lián)在輸出電路中形成源極跟隨器，并通過R1和R2組成的比例器來設置工作點。
L3和C5，C6組成共模濾波器，主要濾除開關器件的開關尖峰引起的高頻共模噪聲。
根據(jù)公式(2)計算L1，L2的電感量：

式中：Vo為輸出電壓，單位為V；T為工作周期，單位為s；Io為額定輸出電流，單位為A。

輸出濾波電容C1，C2依據(jù)式(3)計算：

式中：Iout(max)為最大輸出電流，單位為A；f為工作頻率，單位為Hz；Dmin為最小工作占空系數(shù)；Vripple(p-p)為輸出紋波電壓峰-峰值，單位為V。