多路變換器突破1MHz頻率極限

微處理器和外圍設(shè)備對(duì)功率的要求日益提高，但直接從交流-直流變換器獲取功率是不太可能的。與此同時(shí)，對(duì)電壓的要求越來(lái)越苛刻，為了獲得快速瞬變響應(yīng)，還要求最大限度地減少電源與負(fù)載之間的距離，這樣，分布式電源結(jié)構(gòu)(見(jiàn)圖1)變得熱門(mén)起來(lái)。分布式電源結(jié)構(gòu)允許設(shè)計(jì)人員將整個(gè)系統(tǒng)中少量的標(biāo)準(zhǔn)電壓線路分門(mén)別類使用直流-直流變換器逐步升高或降低電壓，最終獲得所需的輸出電壓。

以前，由于工作電流通常低于30A，向微處理器供電的直流-直流變換器一般由單路標(biāo)準(zhǔn)或同步補(bǔ)償變換器組成。不過(guò)，如今的處理器工作電流超過(guò)了30A，并將呈指數(shù)增長(zhǎng)，單路補(bǔ)償變換器已無(wú)法有效地向新一代處理器供電，因?yàn)椋?BR>
1) 控制輸出脈動(dòng)電流需要更高的電感

2) 而增加電感來(lái)減少脈動(dòng)電流會(huì)延長(zhǎng)瞬變響應(yīng)時(shí)間

3) 為了避免功率浪費(fèi)，需要設(shè)置散熱裝置解決集中功率耗散問(wèn)題

4) 為控制高電流而并聯(lián)MOSFET，需要克服電流均分與充足的供電電流的沖突

新型方法

多路變換器正逐步取代單路變換器。圖2 是一個(gè)四路電路結(jié)構(gòu)。通過(guò)并聯(lián)多路插入式變換器，可減少每路的峰值電流，并改善以下參數(shù)：

1) 脈動(dòng)電流最小化

· 輸入脈動(dòng)電流

· 輸出脈動(dòng)電流

2) 降低無(wú)源元件的參數(shù)值

· 輸入電容

· 輸出電感

· 輸出電容

3) 減少瞬變響應(yīng)時(shí)間

多路變換器的輸入脈動(dòng)電流可能是連續(xù)的，也可能是間斷的，主要取決于路的數(shù)量、相移及變換器的負(fù)載周期。通常，用路數(shù)除以360o得到相移值，負(fù)載周期是VOUT/VIN的比值。圖3是一個(gè)四路變換器的輸入脈動(dòng)電流波形圖。無(wú)論是連續(xù)的還是間斷的，多路變換器的輸入脈動(dòng)電流總是低于單路的傳統(tǒng)變換器。只要選擇合適的相移，最糟糕的輸入脈動(dòng)電流也只會(huì)近似于單路峰值輸出電流。減少輸入脈動(dòng)電流后，變換器就可采用較少數(shù)量的輸入電容器。多路變換器從輸入電容器處獲得所有脈沖輸入電流，從而增加了輸入脈動(dòng)頻率，又可進(jìn)一步減少輸入電容器數(shù)量。

同步補(bǔ)償電路的輸出脈動(dòng)電流通常設(shè)為輸出峰值電流的30%。圖4 是90o相移四路變換器的輸出脈動(dòng)電流實(shí)例。每路的輸出脈動(dòng)電流匯總到輸出電容器，從而可抵消脈動(dòng)。相移及路數(shù)決定抵消的程度。對(duì)于同樣的輸出電感設(shè)計(jì)，脈動(dòng)抵消減少了輸出電容的峰值-峰值輸出脈動(dòng)電流，從而可減少無(wú)源輸出元件的參數(shù)值。設(shè)計(jì)人員可以減少輸出電容器的數(shù)量，同時(shí)維持原有的輸出電感；也可以減少每路的輸出電感，同時(shí)維持原有的輸出電流脈動(dòng)指標(biāo)。匯總的輸出脈動(dòng)電流所增加的脈動(dòng)頻率，視路數(shù)不同而不同。

減少瞬變響應(yīng)時(shí)間對(duì)多路變換器至關(guān)重要。每路的輸出電感處于并聯(lián)狀態(tài)，可減少有效輸出電感，并聯(lián)路數(shù)不同，效果也有所不同。因此，n-路多路變換器可減少輸出電路瞬變響應(yīng)時(shí)間，n值越大，瞬變時(shí)間越短。以下是兩種改善瞬變響應(yīng)能力的方案。方案一是在負(fù)載瞬變過(guò)程中設(shè)置較大的輸出電壓變量，因?yàn)闇p少的輸出脈動(dòng)電壓只消耗一小部分輸出電壓允許總誤差值。方案二是通過(guò)減少每路輸出電感來(lái)增加輸出電流脈動(dòng)比率，因?yàn)槎嗦冯娐分械妮敵雒}動(dòng)電流較低。

在500kHz以上運(yùn)作多路變換器抵消了脈動(dòng)頻率效果，從而在變換器設(shè)計(jì)中可采用更低的電感值，使用更少的電容器。高工作頻率還允許設(shè)計(jì)人員全部使用表面貼裝元件，從而可減少大多數(shù)元件的尺寸，也可縮小印刷電路板。不過(guò)，提高工作頻率會(huì)增加MOSFET開(kāi)關(guān)損耗，從而降低效率。有尺寸限制的變換器通常選用200kHz-300 kHz的工作頻率。超過(guò)這一范圍，MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗就會(huì)明顯增加，而無(wú)源元件的尺寸和數(shù)量卻不會(huì)明顯減少。要顯著減少無(wú)源元件的尺寸，變換器需要工作在1MHz頻率以上。

突破1MHz運(yùn)作頻率極限

MOSFET技術(shù)的進(jìn)步為變換器以1MHz工作鋪平了道路。圖5是同步補(bǔ)償電路及Q1(驅(qū)動(dòng)FET)和Q2(同步FET)功率損耗的簡(jiǎn)化方程式。顯然，Vin 或頻率對(duì)Q1開(kāi)關(guān)損耗有決定性的影響, 而Iout 對(duì)Q2的導(dǎo)通損耗有重要影響。最佳的驅(qū)動(dòng)FET應(yīng)具有最低的QSWITCH x RDS(ON) 值。Qswitch 是柵極臨界值，為柵-源電荷與柵-漏極電荷之和 (Qgs2 + Qgd)。最佳的同步FET則要求低RDS(ON) 耦合Cdv/dt的抗擾性。由于Q2漏極與變換器開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)相連，它成為地與Vin之間過(guò)渡的橋梁。隨著Q1的開(kāi)啟和關(guān)閉，漏極電壓的變化dV/dt會(huì)以電容形式耦合到Q2柵，感應(yīng)出一個(gè)足以導(dǎo)通MOSFET的電壓脈沖值，形成短路電流。因此，必須最大限度地減少Q(mào)gd/Qgs1 的比率(柵-漏極電荷/單位柵-源極電荷臨界值)，以減少導(dǎo)通Cdv/dt的可能性。

國(guó)際整流器公司的直流-直流優(yōu)化IRLR8103及IRLR8503可滿足上述MOSFET芯片組的特定標(biāo)準(zhǔn)。IRLR8503具有低至65的QSWITCH x RDS(ON) 值(D-Pak 封裝)，是最佳的高頻Q1 MOSFET。IRLR8103具有極低的RDS(ON)(4.5 Vgs下通常為8mΩ，Qgd/Qgs1 比率為0.8，是理想的Q2 MOSFET。

優(yōu)越于分離式方案

多路系統(tǒng)往往要求更多的元件，因而與傳統(tǒng)的單路設(shè)計(jì)相比，需要更多的主板空間和更復(fù)雜的設(shè)計(jì)。國(guó)際整流器公司通過(guò)將每路所需的全部電源、驅(qū)動(dòng)器和無(wú)源元件集成在單一的多芯片模塊(MCM)上，解決了上述問(wèn)題。與同類分離式方案相比，在單一封裝內(nèi)集成所有元件可節(jié)約主板空間50%以上，并免除了所有重要的布局設(shè)計(jì)(見(jiàn)圖6)，進(jìn)而減少了寄生電容和電感。寄生元件減少后，多芯片模塊可在更高的頻率上實(shí)現(xiàn)與分離式方案相同的效率，或在相同頻率下獲得更高的效率。更小的尺寸及更高的操作頻率還允許設(shè)計(jì)人員在最小的電路板面積上獲得上百安培的電流。

圖6將未來(lái)高電流、多路、同步補(bǔ)償系統(tǒng)與現(xiàn)有系統(tǒng)進(jìn)行了比較，展示了該項(xiàng)技術(shù)的潛在益處。