功率因數(shù)校正控制器MSC60028原理及應用

摘要：本文介紹了Motorala公司的功率因數(shù)校正控制器MSC60028的工作原理、性能和特點，重要分析了在有源功率因數(shù)校正控制（APFC）電路中的元件參數(shù)設計和器件選擇方法。并給出了一個MSC60028在APFC電路中的實際電路。

關(guān)鍵詞：有源功率因數(shù)校正 升壓變換器 脈寬調(diào)制 ASC60028

1 引言

隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，越來越多的電力電子裝置被廣泛應用于各種不同的領(lǐng)域，其中電網(wǎng)的諧波污染以及輸入端功率因數(shù)低等問題顯得日益突出，為減少這類裝置對電網(wǎng)的諧波污染和電磁干擾，人們通過大量的研究分析后提出了相應的諧波掏技術(shù)和功率因數(shù)校正電路。

提高功率因數(shù)的方法概括為兩大類型：一類是無源功率因素校正法，它主要是通過電路設計來擴大輸入電流的導通角，也可以采用高頻補償?shù)姆椒▉硖岣咻斎腚娏鞯膶ń?；另一類是有源功率因素校正法，它是通過在電網(wǎng)和電源裝置之間串聯(lián)插入功率因素校正裝置，其中單相BOOST電路因其拓撲結(jié)構(gòu)簡單、電流畸變小、效率高、成本低等優(yōu)點而得到廣泛應用，并稱之為有源功率因素校正（APFC）電路。常見的BOOST電路有連接電流工作模式（CCM）和不連續(xù)電流工作模式（DCM），因連續(xù)電流工作模式的升壓電路輸入端電流諧波畸變小、峰值電流低，所以常用于要求諧波畸變小和功率較大的電路。本文著重介紹一種新型高性能、連續(xù)電流工作模式的功率因數(shù)控制芯片MSC60028及其電路設計方法，同時分析了它在有源功率因素校正電路應用中的設計要點及典型應用電路。

2 MSC60028工作原理

MSC60028功率因數(shù)控制器有三種封裝形式：18腳雙列直插塑封式、20腳雙列直插塑封式且內(nèi)含未使用的運算放大器形式和14腳雙列旰插塑封式無運算放大器封裝，器件內(nèi)部含有振蕩器、乘法器、誤差放大器、門極驅(qū)動器以及過壓、欠壓保護等單元，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

MSC60028功率因數(shù)控制器的最大特點就是采用連續(xù)電流工作模式，圖2為彩 MSC60028功率因數(shù)控制芯片構(gòu)成的有源功率因數(shù)校正電路的組成框圖。

由圖2可見，升壓變換器直流輸出電壓經(jīng)檢測后送入誤差放大器，其輸出與輸入整流器輸出端的檢測電壓相乘可得到一電流指令，該電流指令經(jīng)變換器輸入電流修正后，再與振蕩器輸出的三角波信號進行比較，就可得到一個既能維持升壓變換器輸出電壓基本不變，又能使變換器輸入電流與輸入電壓同相的PWEM信號，比PWM信號經(jīng)門極驅(qū)動器后可直接驅(qū)動MOSFET動率開關(guān)管。

當APFC系統(tǒng)在啟動或負載突然變化時，有可能會產(chǎn)生過壓或欠壓現(xiàn)象，因此該控制芯征內(nèi)部設置了過壓和欠壓保護電路。若輸入端上的電壓超過5.36V，過壓保護電路立即關(guān)閉門極驅(qū)動器的輸出。為避免系統(tǒng)工作在臨界點左右時導致門極驅(qū)動器頻繁的通、斷，電路中引入了120mV的回差電壓，即當電壓下降到5.24V時，門極驅(qū)動器才重新工作。若系統(tǒng)剛啟動時，在VDD未達到8V±3%之前，欠壓保護電路處于鎖定狀態(tài)，門極驅(qū)動器不工作；當系統(tǒng)關(guān)閉后，且下降到7V+3%時，欠壓保護電路處于鎖定狀態(tài)，門極驅(qū)動器同樣不工作。這樣就有效地避免了MOSFET開關(guān)管工作在最大放大狀態(tài)的可能，提高了開關(guān)管的工作壽命和系統(tǒng)的可靠性。另外，SHUTDWN端為產(chǎn)生開發(fā)者預留了一個掛號信輸入端，該端在電壓低于0.8V時不起作用；而在電壓大于3.3V（相對于5V邏輯電壓）時立即關(guān)閉門極驅(qū)動器。

3 MSC60028的APFC設計要點

MSC60028功率因數(shù)控制芯片在APFC電路中的實際應用電路如圖3所示，該系統(tǒng)電路的主要技術(shù)條件為：

●輸入電網(wǎng)電壓范圍：AC90V～265V；

●輸出直流電壓：DC390C±5%;

●輸出功率：400W。

根據(jù)上述要求，應先計算出APFC電路的主要元件參數(shù)。

3.1 控制器外圍電路參數(shù)的設計與選擇

a.誤差放大器積分電容的設計

誤差放大器輸入端和輸出端的外接電容與誤差放大器輸入阻抗一起可構(gòu)成一個積分電路，電容的取值由下式給出：

C=1/(2πfR‖A‖)

式中：R=200kΩ，為誤差放大器的輸入阻抗；

‖A‖=150，誤差放大器的閉還增益，f為極點頻率，通常選擇范圍在幾Hz。

如令：f=1Hz，由上式可以算出：C≈4.0(nF)故取C=4.7nF

b.乘法器濾波電容的設計

乘法器輸出端外接電容與乘法器輸出阻抗構(gòu)成了低通濾波器，該濾波器對100Hz左右的信號衰減不大，主要對高頻PWM分量進行濾波，電容的取值由下式給出：

CF=1/(2πfRo)

式中，f為振蕩器的振蕩頻率，通常取10kHz；Ro為乘法器的輸出阻抗，通常約300Ω；

由此可以算出：CF=53（nF）

取CF=63nF

c.整流輸入電壓和直流輸出電壓檢測電阻的設計

由于這兩個電壓的檢測端均接高壓端，故采用分壓電路取樣，然后再送至MSC60028，其分壓值一般選≤VD2/2。若工作電壓為10V，則分壓值應在5V左右。分壓電阻在滿足設計功率要求的前提下，應選用精度較高的線繞電阻。在圖3電路中，R1=R2,R3=R4，其取值關(guān)系由下式給出：

U=VmaxR1/(R1+R3)

式中：U為分壓電壓，取值應在5V左右；Vmax為最大輸出電壓，由設計條件可知：Vmax≈400（V）

若取R3=R4=1.0MΩ，則R1=R2≈12658Ω，故取R1=R2=12kΩ。

3.2 功率元件的設計與選擇

a.電感L中的峰值電流

電感L中的峰值電流可由下式確定：

ILP=2（2）1/2Po/ηVAC(L)

式中：Po為所要求的輸出功率；η為變換器的效率；VAC（L）為最低的電網(wǎng)輸入電壓；

若令η=0.92，則：ILP應為3.7（A）。

考慮到開關(guān)管的耐壓應降額75%使用，若升壓變換器的輸出電壓為390V，則選用的耐壓至少應用為500V。另外，應選取大于峰值電感電流的開關(guān)管，可選用IRF460。

b.升壓電感L

當輸入電網(wǎng)電壓的范圍為AC 90V～265V時，開關(guān)脈沖周期t的取值為40μs。此時：應選取245μH左右的電感。

c.續(xù)流二極管D

與升壓電感相連的續(xù)流二極管在電壓電流滿足上述要求的同時，還要考慮其反向恢復時間小于1%的開關(guān)周期，故選擇U1550快恢復二極管作為續(xù)流二極管使用。

3.3 輔助電源與輸入保護電路的設計

a.輔助電源的設計

圖3電路中，在升壓電感上增加一輔助繞組可為電路提供輔助電源，其輔助繞組的匝數(shù)由升壓電感的繞阻匝數(shù)和升壓變換器的輸出電壓共同確定。

電路中的Rx為啟動電阻，在開機的瞬間升壓電感上無電壓，此時由Rx提供起始電流對儲能電容充電，當儲能電容兩端的電壓充至一這值時，MSC60028開始工作，PFC控制器有PWM信號輸出，輔助繞組即開始提供電能給MSC60028。

b.輸入保護電路的設計

由于升壓變換器后接一個較大的濾波儲能電容，所以在接通電源的瞬間將有較大的閃電戰(zhàn)擊電流流入功率因數(shù)校正電路，這將有可能造成整流電路、電流檢測電路以及控制芯片的損壞。有效的解決方案是在電流檢測電阻Rs上并接一個二極管（對于不同的設計方案，可適當再增加一個二極管），這樣可防止過大的沖擊電流在Rs上產(chǎn)生過壓而燒壞控制電路。

4 結(jié)論

筆者采用MSC60028功率因數(shù)控制芯片和MC33157控制/驅(qū)動芯片設計了一個400W的高性能、大功率交流電子鎮(zhèn)流器。由于該系統(tǒng)的的前級采用了功率因數(shù)校正技術(shù)，故其啟動和節(jié)能效果較為理想，且波形失真較小，從而有效降低了諧波對電網(wǎng)的污染。此外，由MSC60028功率因數(shù)控制芯片構(gòu)成的APFC系統(tǒng)還具有電路結(jié)構(gòu)簡單，體積小，工作穩(wěn)定可靠等優(yōu)點，因而在中功率APFC電路中有著廣泛的應用前景。