一個簡單的低待機功率的反激式電源方案

1) 序言

　　近來，電器設備在待機或空載時的功耗問題越來越受到重視。各個環(huán)保組織正推動著這方面的發(fā)展，他們致力于減少電器設備的損耗和能源浪費。這包括給電器設備制定標準的計劃和預案，例如美國的“能源之星”（Energystar）計劃和德國的“藍色天使”（Blue Angel）計劃，這些計劃在世界各地正被采用。一旦符合標準，生產(chǎn)商可以在其設備上貼上諸如“Blue Angel”和“Energystar”的標志，表示它們是環(huán)保驗證的。

　　這些計劃和預案正在逐步被廣泛采用，很快將適用于所有電器設備。因此，這些設備中的電源必須是高效的，在待機或關閉狀態(tài)時耗能非常低。

　　這文章介紹如何設計電路，減低采用IRIS40xx系列集成開關器的反激式電源中的空載和待機狀態(tài)損耗。要達到此目的，可以利用一個根據(jù)負載情況轉(zhuǎn)換IRIS器件的工作模式的電路。準諧振模式(Quasi-resonant mode, QR)用在重載情況下，脈沖比率控制模式(Pulse ratio control mode, PRC)用在輕載和空載情況下。在輕載和空載情況下切換到PRC模式，電路將工作在15-20kHz頻率范圍，這樣空載損耗將從典型的2.5W（230VAC輸入）降低到大約0.8W。在空載情況下，準諧振模式會使電路在300-350kHz的頻率下工作，這樣將導致較高的開關損耗。

2) 待機電路工作過程

　　圖1中的電路是一個采用IRIS40xx集成開關器件的典型單輸出反激式電源。該電路與其它應用指南中的不同，它附加了一個在空載和待機情況下可降低運行功耗的電路。附加電路包括Q1/R12/R13/C11/D8，這五種器件組成一個切換電路，控制從輔助繞組B流向IRIS40xx反饋端的準諧振反饋信號的通過或切斷。

圖1）備有待機電路的典型電源電路設計

　　這個待機電路的工作過程相當簡單，這里將作解釋。D3/R5/C4/D4構成一個延時電路，它將從輔助繞組來的準諧振信息反饋到反饋管腳，使IRIS40xx可以探測到所有能量已經(jīng)從一次側(cè)傳到了二次側(cè)，以及漏極電壓降到了最低點進行軟開關。Q1被安排在這個路徑上作一個開關，用來使該反饋信號有效或無效，有效地將IRIS40xx的工作模式從準諧振模式（反饋有效時）轉(zhuǎn)變到低頻的脈沖比率控制模式（反饋無效時）。

　　該電路通過監(jiān)測輔助繞組的電壓來決定兩種模式之間的切換時刻。在正常負載下，輔助繞組電壓較高，模式切換電路設置在適當水平，使得Q1在這種條件下開通，QR反饋信號/延時電路有效。當電路降到空載或輕載條件下時，輔助繞組電壓降到設定水平以下，使反饋/延時電路無效。

　　R12/R13/D8組成分壓器，用來設定待機模式切換電路的切換電壓水平。這個切換電壓水平由R13和D8上的壓降決定。當輔助繞組的電壓足夠高，電流會流過D3/R12/R13和D8。這令到R12的電壓下降，跟著PNP管Q1的射基極之間的電壓也下降。當此電壓超過0.6V，電流即注入Q1的射基結，Q1便會開通。假如輔助繞組上的電壓較低，使得很少或者沒有電流通過R12，令R12上的壓降（跟著是Q1的射基極間的壓降）低于0.6V，Q1的射基結便沒有足夠的正向偏置，所以Q1不能開通，使反饋延時信號無效。

3）設計步驟

　　讓我們用一個例子來說明怎樣設計和實現(xiàn)這部分電路，我們假定其余的電路已根據(jù)其他的設計指南設定好了。

　　首先，讓我們拿一個例子，正常設計的Vcc為17V。如果輔助繞組上的整流管用的是諸如1n4148之類的器件，則輔助繞組電壓應設計為18V。

　　這樣，在正常負載條件下，X點于能量傳送周期時的電壓為18V?，F(xiàn)在我們想在X點選定一個電壓值用來切換工作模式。這顯然是低于18V的，因此我們應該挑選比預期的偏置電壓要低幾伏的電壓值，以保證能在輕載時進行切換，但也能在滿載條件下啟動進入QR模式。讓我們選15V（由于來自輸出控制電路的反饋電流較大，輕載或空載時的輔助繞組的電壓會降低）。

　　如果我們在X點得到15V，那么Q1的發(fā)射極（Y點）的電壓將比它低1V，這是因為D3的正向壓降V的存在，所以Y點將是14V。當射基結間的電壓有0.6V，Q1將導通。因此讓我們設定R12為620歐姆，當有968µ 的電流通過R12時，Q1便會導通。這樣如果我們想讓Q1在Y點為14V時導通，我們可以設定D8的穩(wěn)壓值，并計算R13的電阻值：

　　在這個例子中，V為14V，I為968µ D8為11V的齊納二極管，則R13將為2.4k。

　　這樣電路將能夠利用負載變化把工作模式切換到低功耗待機狀態(tài)，負載范圍從大于1A到0.05A或更少。

4）電路波形

　　圖2的波形顯示了負載變化導致電路從準諧振運行模式切換到PRC模式的情形。

　　如CH4所示，當負載電流從滿載降到空載時，反饋電壓水平將由于輸出電壓的提高而增加，以轉(zhuǎn)移貯存的能量。在這種條件下，反饋電壓水平最終增加到某一點，F(xiàn)ET停止開關，如CH1上漏極波形平坦的那一段所示。同時在FB管腳（CH3）也看不到QR信號。Vcc電壓（CH2）也同樣下降，因為輔助繞組這時沒有提供能量。約5毫秒后反饋水平穩(wěn)定下來，F(xiàn)ET又開始開關。但這時電路工作在PRC模式下，因為此時Vcc降低以及FB端沒有QR信號，在CH3上可以看到降低的電壓。在這種條件下運行時，由于輸出空載，所以反饋水平依然很高，這樣電路只需要從一次側(cè)傳遞很少的能量到輔助繞組和輸出繞組以保持電路的平衡，直到下一次負載變化。

 
圖2）電路由QR模式切換為PRC模式時的波形：

漏極(CH1) / Vcc (CH2) / FB (CH3)及負載電流(CH4)

5）可選的外部強制電路

　　圖3顯示如何利用一個外部強制信號使電路進入PRC工作模式，Q2可以用一個邏輯電平驅(qū)動MOSFET，這樣驅(qū)動信號可以直接由微處理器或其它信號源給出。該電路工作很簡單，Q2平時關閉，讓電路正常工作，模式由負載電流決定。當Q2開通，W點被拉到地，將QR信號短路掉，阻止它送到FB管腳，這樣電路自然轉(zhuǎn)到PRC模式下工作。

圖3）IRIS PSU電路的一部份，加上Q2成為強制電路