全數(shù)字DC-DC變換器研究

　　引 言

　　移相全橋ZVS DC-DC變換器是目前應(yīng)用最廣泛的軟開關(guān)電路之一。作為一種具有優(yōu)良性能的移相全橋變換器，其兩個橋臂的開關(guān)管均在零電壓軟開關(guān)條件下運行，開關(guān)損耗小，結(jié)構(gòu)簡單，順應(yīng)了直流電源小型化、高頻化的發(fā)展趨勢，因此在中大功率DC-DC變換場合得到了廣泛應(yīng)用，而系統(tǒng)數(shù)字化控制可進(jìn)一步提高系統(tǒng)的可靠性。數(shù)字化系統(tǒng)具備完整的可編程能力，它使程序修改、算法升級、功能移植都非常容易，相對于模擬控制方式具有明顯的優(yōu)勢。DC-DC變換器的數(shù)字化控制是當(dāng)前的研究熱點之一。本文分析了主電路原理，采用TMS320LF2407作為主控芯片實現(xiàn)了ZVS DC-DC變換器的全數(shù)字控制，并給出了實驗結(jié)果。

　　1 主電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/p>

　　ZVS PWM DC-DC全橋變換器的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，其主要波形如圖2所示。由圖1可見，電路結(jié)構(gòu)與普通雙極性PWM變換器類似。Q1、D1和Q4、D4組成超前橋臂、Q2、D2和Q3、D3組成滯后橋臂;C1～C4分別是Q1～Q4的諧振電容，包括寄生電容和外接電容;Lr是諧振電感，包括變壓器的漏感;T副方和DR1、DR2組成全波整流電路，Lf、Cf組成輸出濾波器，R1是負(fù)載。Q1和Q3分別超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通過調(diào)節(jié)移相角的大小來調(diào)節(jié)輸出電壓。由圖2可見，在一個開關(guān)周期中，移相全橋ZVS PWM DC-DC變換器有12種開關(guān)模態(tài)，通過控制4個開關(guān)管Q1～Q4在A、B兩點得到一個幅值為Vin的交流方波電壓;經(jīng)過高頻變壓器的隔離變壓后，在變壓器副方得到一個幅值為Vin/K的交流方波電壓，然后通過由DR1和DR2構(gòu)成的輸出整流橋，得到幅值為Vin/K的直流方波電壓。這個直流方波電壓經(jīng)過 Lf和Cf組成的輸出濾波器后成為一個平直的直流電壓，其電壓值為Uo=DVin/K(D是占空比)。Ton是導(dǎo)通時間Ts是開關(guān)周期(T=t12- t0)。通過調(diào)節(jié)占空比D來調(diào)節(jié)輸出電壓Uo。

　　由波形圖可見，移相全橋電路控制方式的特點是：

　?、僭谝粋€開關(guān)周期Ts內(nèi)，每個開關(guān)導(dǎo)通時間都略小于Ts/2，而關(guān)斷時間略大于Ts/2。

　?、谕粋€半橋中，上、下兩個開關(guān)不能同時處于開通狀態(tài)，每個開關(guān)關(guān)斷到另一個開關(guān)開通都要經(jīng)過一定的死區(qū)時間。

　?、郾容^互為對角的兩對開關(guān)管Q1、Q4和Q2、Q3的開關(guān)函數(shù)波形，Q1的波形比Q4的波形超前O～Ton/2時間，Q2的波形比Q3的波形超前0～Ton/2時間，因此Q1和Q2為超前橋臂，Q3和Q4為滯后橋臂。

　　引 言

　　移相全橋ZVS DC-DC變換器是目前應(yīng)用最廣泛的軟開關(guān)電路之一。作為一種具有優(yōu)良性能的移相全橋變換器，其兩個橋臂的開關(guān)管均在零電壓軟開關(guān)條件下運行，開關(guān)損耗小，結(jié)構(gòu)簡單，順應(yīng)了直流電源小型化、高頻化的發(fā)展趨勢，因此在中大功率DC-DC變換場合得到了廣泛應(yīng)用，而系統(tǒng)數(shù)字化控制可進(jìn)一步提高系統(tǒng)的可靠性。數(shù)字化系統(tǒng)具備完整的可編程能力，它使程序修改、算法升級、功能移植都非常容易，相對于模擬控制方式具有明顯的優(yōu)勢。DC-DC變換器的數(shù)字化控制是當(dāng)前的研究熱點之一。本文分析了主電路原理，采用TMS320LF2407作為主控芯片實現(xiàn)了ZVS DC-DC變換器的全數(shù)字控制，并給出了實驗結(jié)果。

　　1 主電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/p>

　　ZVS PWM DC-DC全橋變換器的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，其主要波形如圖2所示。由圖1可見，電路結(jié)構(gòu)與普通雙極性PWM變換器類似。Q1、D1和Q4、D4組成超前橋臂、Q2、D2和Q3、D3組成滯后橋臂;C1～C4分別是Q1～Q4的諧振電容，包括寄生電容和外接電容;Lr是諧振電感，包括變壓器的漏感;T副方和DR1、DR2組成全波整流電路，Lf、Cf組成輸出濾波器，R1是負(fù)載。Q1和Q3分別超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通過調(diào)節(jié)移相角的大小來調(diào)節(jié)輸出電壓。由圖2可見，在一個開關(guān)周期中，移相全橋ZVS PWM DC-DC變換器有12種開關(guān)模態(tài)，通過控制4個開關(guān)管Q1～Q4在A、B兩點得到一個幅值為Vin的交流方波電壓;經(jīng)過高頻變壓器的隔離變壓后，在變壓器副方得到一個幅值為Vin/K的交流方波電壓，然后通過由DR1和DR2構(gòu)成的輸出整流橋，得到幅值為Vin/K的直流方波電壓。這個直流方波電壓經(jīng)過 Lf和Cf組成的輸出濾波器后成為一個平直的直流電壓，其電壓值為Uo=DVin/K(D是占空比)。Ton是導(dǎo)通時間Ts是開關(guān)周期(T=t12- t0)。通過調(diào)節(jié)占空比D來調(diào)節(jié)輸出電壓Uo。

　　由波形圖可見，移相全橋電路控制方式的特點是：

　?、僭谝粋€開關(guān)周期Ts內(nèi)，每個開關(guān)導(dǎo)通時間都略小于Ts/2，而關(guān)斷時間略大于Ts/2。

　?、谕粋€半橋中，上、下兩個開關(guān)不能同時處于開通狀態(tài)，每個開關(guān)關(guān)斷到另一個開關(guān)開通都要經(jīng)過一定的死區(qū)時間。

　　③比較互為對角的兩對開關(guān)管Q1、Q4和Q2、Q3的開關(guān)函數(shù)波形，Q1的波形比Q4的波形超前O～Ton/2時間，Q2的波形比Q3的波形超前0～Ton/2時間，因此Q1和Q2為超前橋臂，Q3和Q4為滯后橋臂。

　　3.1 基于DSP的直接移相脈沖生成方法

　　移相是滯后臂驅(qū)動相對于超前臂驅(qū)動之間的一個周期性延時，其延時角即為移相角。設(shè)PWM1/PWM2驅(qū)動超前臂開關(guān)管，PWM3/PWM4驅(qū)動滯后臂開關(guān)管，每個橋臂上下兩管之間的驅(qū)動互補且?guī)绤^(qū)。在實現(xiàn)中可以固定超前臂的驅(qū)動在每一周期的T0時刻發(fā)出，那么只要延遲移相角φ對應(yīng)的時間再發(fā)生全比較事件則可以得到滯后臂的驅(qū)動，可以實現(xiàn)O°～180°范圍內(nèi)的自由移相。由圖4可見，定時器T1的計數(shù)方式為連續(xù)增減模式，在計數(shù)器T1CNT=0和 T1CNT=T1PR時分別更新CMPR1和CMPR2的值，這一過程可以分別在T1的下溢中斷和周期中斷中完成。設(shè)移相角φ對應(yīng)的延遲時間為Td，顯然在0～T/2、T/2～T時間段內(nèi)，CMPR1、CMPR2值的關(guān)系可分別表示如下：

　　Kp2，其程序流程如圖6所示。

　　4 實驗結(jié)果

　　根據(jù)前述方案搭建了實驗系統(tǒng)，實驗中采用三菱公司的智能功率模塊(IPM)PM200DSA120作為逆變器的主開關(guān)器件。它抗干擾能力強、開關(guān)速度較快，功耗較低，具有驅(qū)動電源欠壓保護(hù)、橋臂對管互鎖保護(hù)、過流保護(hù)以及過熱保護(hù)等功能。開關(guān)頻率為fs=10 kHz，開通時間為ton。=1.4μs，關(guān)斷時間為toff=2.Oμs。實驗波形如圖7至圖9所示。圖7為PWM1、PWM2的互補波形，由圖可知，它們之間存在死區(qū)，該死區(qū)是可編程的，可根據(jù)實際情況來確定。圖8為PWM1、PWM3之間的移相15°的波形，該移相角可通過程序來控制，根據(jù)給定及負(fù)載的大小進(jìn)行自動調(diào)節(jié)。圖9為T1管的驅(qū)動波形，正電壓大約為15 V，負(fù)電壓大約為9 V。

　　5 結(jié) 論

　　本文研究的是移相全橋全數(shù)字ZVS DC/DC變換器，具體分析了它的工作原理，給出了其數(shù)字實現(xiàn)方案，并進(jìn)行了實驗。實驗結(jié)果說明了方案的可行性?；贒SP的移相全橋全數(shù)字ZVS DC/DC變換器結(jié)構(gòu)簡單，工作可靠，易于實現(xiàn)，調(diào)試方便，功能完善，動靜態(tài)性能與模擬變換器一樣好，有很好的應(yīng)用前景。