高速通信的混頻器和調(diào)制器分析

在高速無線通信系統(tǒng)中，信號(hào)必須進(jìn)行上變頻或下變頻后才能進(jìn)行信號(hào)傳播和處理。這種變頻步驟在傳統(tǒng)上稱為混頻，是接收和發(fā)射信號(hào)鏈必不可少的過程。

　　于是，混頻器和調(diào)制器就成為射頻（RF）系統(tǒng)的基本構(gòu)件。隨著無線通信標(biāo)準(zhǔn)的不斷演進(jìn)，查看這些構(gòu)件的特征并了解混頻器如何影響總體系統(tǒng)性能至關(guān)重要。

　　在所有的無線設(shè)計(jì)中，混頻器和調(diào)制器都支持變頻并實(shí)現(xiàn)通信。它們確定整個(gè)信號(hào)鏈的基本規(guī)格。它們的接收信號(hào)鏈具有最高功率，對(duì)來自發(fā)射通路中的數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）的信號(hào)進(jìn)行上變頻，并實(shí)現(xiàn)數(shù)字預(yù)失真（DPD）系統(tǒng)，從而影響整個(gè)通信系統(tǒng)的性能。

　　那么，基本混頻器的工作原理如何？有哪些重要規(guī)格要考慮？目前有哪些混頻器和調(diào)制器方案可用來改進(jìn)和簡(jiǎn)化系統(tǒng)設(shè)計(jì)？

　　基本混頻器工作原理

　　最簡(jiǎn)單的混頻器就是一個(gè)乘法器。音頻混頻器只增加信號(hào)，射頻混頻器實(shí)際上增加輸入信號(hào)以產(chǎn)生新頻率的輸出信號(hào)。射頻調(diào)制器和解調(diào)器本質(zhì)上就是混頻器。這些器件獲取基帶輸入信號(hào)，并輸出射頻調(diào)制信號(hào)（反之亦然）。

　　由于影響混頻器的因素同時(shí)也會(huì)影響調(diào)制器，因此本文主要從混頻器的角度進(jìn)行探討。接收器一般采用下變頻來實(shí)現(xiàn)高頻RF信號(hào)的處理，發(fā)射器則將低頻基帶信號(hào)轉(zhuǎn)換成高速射頻?；祛l器的所有部分都像負(fù)載和源一樣。

　　在第一個(gè)示例中，我們以下變頻為例。兩個(gè)輸入分別為RF和本地振蕩器（LO）。輸出為中頻（IF）。輸出信號(hào)包含輸入的和與差（圖1）。我們可以通過式1-3從數(shù)學(xué)上解釋這些混頻輸出分量：

　　RF輸入 = A1sin（ω1t + φ1） （1）

　　LO輸入 = A2sin（ω2t + φ2） （2）

　　輸出IF = A1A2sin（ω1t + φ1） sin（ω2t + φ2） （3）

　　通過三角恒等式，我們可以得到包含和與差的輸出：

　　輸出IF = （A1A2/2） {cos［（ω1 + ω2）t +（φ1 + φ2）］ + cos［（ω1 – ω2）t – （φ1 - φ2）］} （4）

　　要獲得進(jìn)行信號(hào)處理所需的信號(hào)質(zhì)量，可能需要多個(gè)下變頻過程和濾波，具體取決于IF頻率和系統(tǒng)級(jí)規(guī)劃。（LO 》 RF為本振上注入式，RF 》 LO為本振下注入式。）

　　上變頻過程中的混頻器一般在產(chǎn)生基帶信號(hào)后的早期采用。在這個(gè)過程中，IF為輸入，RF為輸出。此外，輸出為輸入信號(hào)的和與差。

　　需要在輸入和輸出端進(jìn)行額外的濾波，以便減少有害產(chǎn)物，獲得與接收信號(hào)鏈相似的理想性能。

　　變頻增益

　　變頻增益是混頻器的主要衡量標(biāo)準(zhǔn)，可用于在生產(chǎn)中進(jìn)行功能驗(yàn)證。變頻增益是輸出信號(hào)電平與輸入信號(hào)電平之比，通常以dB表示。無源混頻器的變頻損耗一般與插入損耗表示。

　　最小損耗以RFOut電流（g1vrf/2 = gonvrf/π）與IFOut電流（g1vrf = gonvrf/2）之比計(jì)算。該比值為2/π，因此假設(shè)所有阻抗相等且LO輸入為方波，則變頻增益為（2/π）2或–3.92 dB。

　　如果LO輸入為連續(xù)正弦波輸入或連續(xù)波（CW），則輸出電流中的輸出IF分量為gonvrf/4。由于LO輸入功率較低，因此功率比相應(yīng)地從–3.92 dB變?yōu)?ndash;6 dB。LO功率的下降會(huì)影響混頻器開/關(guān)狀態(tài)之間的傳導(dǎo)驅(qū)動(dòng)能力，從而降低輸出功率和噪聲指數(shù)。

　　一般來講，大多數(shù)混頻器的變頻損耗介于4.5與9 dB之間。這取決于混頻器類型以及混頻器不平衡、平衡-不平衡變換器不匹配和二極管串聯(lián)電阻等所有額外的損耗。寬頻帶混頻器更容易產(chǎn)生較高的變頻損耗，因?yàn)樗鼈冃枰谡麄€(gè)輸入帶寬上維持平衡。變頻增益會(huì)影響總系統(tǒng)自動(dòng)增益控制（AGC）規(guī)劃、DPD系統(tǒng)算法和靈敏度規(guī)劃。

　　噪聲

　　混頻器在進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換時(shí)會(huì)給信號(hào)帶來噪聲。相對(duì)于發(fā)熱狀態(tài)下輸出端SNR的輸入端信噪比（SNR）稱為噪聲系數(shù)。這種度量是器件導(dǎo)通以捕獲發(fā)熱或?qū)щ姞顟B(tài)下發(fā)出的噪聲能量時(shí)捕獲的噪聲。然后該值相對(duì)于冷卻或關(guān)斷狀態(tài)時(shí)的噪聲功率。請(qǐng)記住，用噪聲系數(shù)計(jì)算級(jí)聯(lián)網(wǎng)絡(luò)和總噪聲的公式：

　　噪聲系數(shù)F = （SNR）In/（SNR）Out （5）

　　噪聲指數(shù)NF = 10log（F） （6）

　　從式7中的級(jí)聯(lián)噪聲指數(shù)可以看出（G為各級(jí)的增益），第一個(gè)級(jí)的影響最大。因此在基本接收系統(tǒng)中，開關(guān)、濾波器和混頻器前的低噪聲放大器（LNA）都會(huì)增加總系統(tǒng)的噪聲系數(shù)。仔細(xì)地選擇這些元器件和混頻器可以最大限度地降低總噪聲并提升靈敏度。

　　請(qǐng)記住，LO驅(qū)動(dòng)電平會(huì)影響轉(zhuǎn)換增益和噪聲。隨著LO功率的下降，噪聲也隨之下降。雙邊帶（DSB）混頻器和單邊帶（SSB）混頻器對(duì)噪聲的定義略有不同。對(duì)于DSB而言，輸出端提供所需的IF和鏡像（針對(duì)到此為止討論的所有混頻器）。對(duì)于SSB而言，鏡像會(huì)盡可能減少。

　　DSB噪聲包含來自RF和鏡像信號(hào)頻率的噪聲和信號(hào)。對(duì)于SSB噪聲而言，鏡像信號(hào)在理論上丟失（雖然包含了鏡像噪聲）。理想的SSB混頻器的噪聲指數(shù)是同類DSB混頻器的噪聲指數(shù)的兩倍。

　　隔離

　　混頻器中的隔離在以下端口之間指定：RF與IF；LO與IF；IF與RF以及LO與RF。隔離量度計(jì)算一個(gè)端口到另一個(gè)端口的泄漏功率。例如，要測(cè)量LO到RF的隔離，只需將一個(gè)信號(hào)施加到LO端口，然后測(cè)量RF端口的這個(gè)輸入LO信號(hào)的功率。

　　由于輸入信號(hào)（特別是LO）較高，足以導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降，因此隔離至關(guān)重要。LO泄漏會(huì)通過干擾RF放大器或在天線端口輻射RF能量，從而干擾輸入信號(hào)。LO至IF輸出的泄漏會(huì)壓縮接收器陣列中剩余的IF單元，引起處理錯(cuò)誤。

　　RF至IF的泄漏以及IF至RF的泄漏表示電路平衡性能，該性能與變頻損耗有關(guān)?；祛l器的平衡性能越好，變頻損耗就越低；因此，也具有較好的變頻性能平坦度。理想情況下，隔離規(guī)格盡可能高，并且在最終的外形板設(shè)計(jì)上具有屏蔽和良好的布局。

　　1dB壓縮點(diǎn)

　　在接收系統(tǒng)中，混頻器最有可能是整個(gè)系統(tǒng)中 功率最高的器件。因此線性規(guī)格非常重要，它可以確定整個(gè)接收器的諸多系統(tǒng)規(guī)格和發(fā)射能力。

　　在標(biāo)準(zhǔn)或線性工作條件下，混頻器的變頻損耗是恒定的，與RF功率無關(guān)。這意味著，當(dāng)你以1dB的幅度增加輸入功率時(shí)，輸出功率也會(huì)以1dB遞增。在P1dB壓縮點(diǎn)，輸入功率增加，以便輸出不隨輸入功率線性增加。這也是混頻器變頻損耗高出理想值1dB的原因（圖2）?！　?/p>

　　在P1dB點(diǎn)或更高點(diǎn)運(yùn)行混頻器會(huì)使需要的IF或RF信號(hào)失真，同時(shí)會(huì)增加頻譜中的雜散量。完整信號(hào)鏈的1dB壓縮點(diǎn)會(huì)影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍。混頻器的典型P1dB規(guī)格介于0至15 dB之間。P1dB越高，性能越高，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍相應(yīng)地越好。

　　三階截取點(diǎn)

　　與P1dB類似，三階截取點(diǎn)（IP3）也會(huì)影響系統(tǒng)性能。不佳的三階交調(diào)性能與IP3有直接關(guān)系，并且會(huì)增加真實(shí)工作條件下的噪聲基底。這看來會(huì)降低無線接收器的靈敏度，相應(yīng)地降低整個(gè)無線通信系統(tǒng)的性能。因此，IP3點(diǎn)越高越好。

　　要測(cè)量IP3，我們對(duì)RF輸入端施加兩個(gè)相同功率的輸入信號(hào)F1和F2 （假設(shè)這是下變頻過程）。要計(jì)算IP3，由于非?？拷嚓P(guān)的IP輸出，因此我們?cè)冢?F2 – F1） – FLO和（2F1 – F2） – FLO產(chǎn)生相關(guān)的三階交調(diào)失真（IMD3），我們從中頻輸出去掉該失真，得到以下計(jì)算結(jié)果：

　　由于未能達(dá)到實(shí)際的IP3點(diǎn)，因此IP3點(diǎn)是從IMD3獲得的理論值?；祛l器的輸出級(jí)在達(dá)到IP3之前飽和。一般對(duì)于無源混頻器而言，高頻信號(hào)的IP3至少為P1dB以上15 dB，低頻信號(hào)的IP3至少為壓縮點(diǎn)以上10dB。

　　雜散信號(hào)

　　混頻過程會(huì)產(chǎn)生輸入信號(hào)的和與差的輸出積以及大量額外的有害雜散信號(hào)（圖3）。這些雜散信號(hào)包括基本的混頻器輸入和輸出、其諧波產(chǎn)物（nRF、mLO或kIF）和交調(diào)產(chǎn)物、nRF ± mLO（下變頻）和nLO ± mIF（上變頻）?！　?/p>

　　圖3：混頻器輸出的頻譜圖顯示產(chǎn)生的所有不同產(chǎn)物。需要的信號(hào)為和頻或差頻，不過請(qǐng)注意，有害鏡像信號(hào)和二階和三階信號(hào)為諧波的結(jié)果。濾波有助于減少這些有害信號(hào)。

　　我們將這些交調(diào)產(chǎn)物定義為有害的混頻產(chǎn)物。這些雜散響應(yīng)是由于輸入信號(hào)和LO的諧波混頻引起的。這些雜散信號(hào)的電平取決于諸多因素。信號(hào)輸入電平、負(fù)載阻抗、溫度和頻率都會(huì)影響雜散信號(hào)。

　　諧波產(chǎn)物（nRF、mLO或kIF）以指數(shù)級(jí)增加輸出信號(hào)的功率。這些有害產(chǎn)物可以簡(jiǎn)單地以數(shù)學(xué)方式按照以下顯示功率增加的等式表示：

　　基本：VOut = Acos（ωt） （10）

　　二次諧波為二次冪：A2cos（2ωt） （11）

　　三次諧波為三次冪：

　　A3cos（3ωt） （12）

　　由于濾波的復(fù)雜性和受這些雜散響應(yīng)影響的頻率性能的廣泛性，非線性失真產(chǎn)物會(huì)對(duì)寬帶系統(tǒng)產(chǎn)生相當(dāng)大的影響。窄帶應(yīng)用僅受通帶的失真產(chǎn)物的影響。采用足夠的帶通濾波可以有效地減少大部分有害產(chǎn)物。但是，如前面提到的，IMD3產(chǎn)物極為靠近需要的信號(hào)，因此很難過濾出這樣的信號(hào)。

　　鏡像（邊帶抑制）

　　同時(shí)影響典型混頻器的接收通路和發(fā)射通路的一種信號(hào)是鏡像。離輸入信號(hào)的RF輸入端口2IF的信號(hào)將在下變頻過程中直接被轉(zhuǎn)換成與需要的輸入信號(hào)相同的IF。濾波和采用多個(gè)IF級(jí)和鏡像抑制混頻器（IRM）等方法可以最大限度地降低這種有害信號(hào)的影響。

　　鏡像就是按照系統(tǒng)規(guī)劃來自需要的輸出信號(hào)的“其它”輸出，這是因?yàn)槿魏魏?jiǎn)單的混頻器的輸出都包含混頻的和與差。可在混頻器輸出端實(shí)現(xiàn)更高的鏡像抑制的高級(jí)混頻器設(shè)計(jì)稱為SSB或同相/正交（I/Q）調(diào)制器。例如，TI公司的TRF372017是一款高集成度鎖相環(huán)/壓控振蕩器（PLL/VCO） I/Q調(diào)制器。

　　直流偏置

　　輸出頻譜的另一個(gè)關(guān)鍵部分是LO泄漏或直流偏置和載波抑制。隔離會(huì)影響混頻器的這種功能，直流偏置是表示混頻器不平衡的量度。此規(guī)格在I/Q調(diào)制器和解調(diào)器中特別重要。由于I/Q調(diào)制器和解調(diào)器本身就是兩個(gè)混頻器，因此這些混頻器的部分不平衡受兩個(gè)內(nèi)部混頻器之間的增益差或偏置差影響。

　　具體來講，對(duì)于采用這些調(diào)制器和解調(diào)器的零IF系統(tǒng)，由于泄漏在信號(hào)帶寬內(nèi)，因此直流偏置（載波抑制）會(huì)降低性能?；祛l器輸出端的直流偏置將位于LO頻率，根據(jù)直流偏置的不同，如果器件內(nèi)的不平衡足夠高，直流偏置會(huì)影響錯(cuò)誤（式13）。因此，如果1VRMS信號(hào)有10mV的直流偏置，則：

　　CS = –40 dBc （14）

　　LO驅(qū)動(dòng)電平

　　LO驅(qū)動(dòng)電平是混頻器中需要設(shè)計(jì)工程師嚴(yán)密考量的一個(gè)規(guī)格。系統(tǒng)LO的可用輸出功率可能限制設(shè)計(jì)中的混頻器選擇方案。驅(qū)動(dòng)電平不足會(huì)降低總混頻器性能。驅(qū)動(dòng)電平過高會(huì)降低性能，同時(shí)損壞器件。與無源混頻器相比，有源混頻器所需的LO功率往往較少，并且LO功率范圍具有更高的靈活性，可獲得完整的混頻器性能。

　　混頻器拓?fù)?/p>

　　混頻器分為無源混頻器和有源混頻器。無源混頻器采用二極管和無源器件進(jìn)行混頻和濾波。無源混頻器一般具有更高的線性度，但變頻損耗或噪聲較高。此外還有單平衡混頻器和雙平衡混頻器。單平衡混頻器具有有限的隔離，而雙平衡混頻器的端口間隔離好得多，并且線性度更高。

　　大部分人都熟悉基本的肖特基二極管雙平衡混頻器。這種混頻器是性能最高的混頻器之一，僅需要輸入端的一些匹配良好、低損耗的平衡-不平衡變換器和具有四橋配置的二極管。為了獲得更高的隔離，輸出信號(hào)在輸入信號(hào)端口（非LO）被分出。肖特基二極管的低Ron和高頻性能使得這種混頻器成為理想之選，不過它有一個(gè)不足：需要高LO功率。

　　我們擁有各種有源混頻器選擇方案，包括雙極結(jié)晶體管（BJT）和FET混頻器以及可創(chuàng)建真正的乘法器，從而提升隔離和偶次諧波的吉爾伯特單元拓?fù)洹＜獱柌貑卧負(fù)涫堑侥壳盀橹棺钍軞g迎的有源混頻器設(shè)計(jì)。

　　雖然這些混頻器可以提供極高的性能，但是我們?nèi)匀恍枰獮V波和多個(gè)IF級(jí)從需要的輸出中消除鏡像。鏡像始終距離需要的IF信號(hào)2IF，以便低IF 端的濾波得到更多的抑制。由于可調(diào)諧系統(tǒng)的復(fù)雜性越來越高，濾波器必須跟蹤LO以維持性能。這種系統(tǒng)可能需要多個(gè)級(jí)和濾波，以便徹底消除較高IF的鏡像。

　　采用IRM時(shí)，我們可以通過相位抵消實(shí)現(xiàn)境像抑制，而不采用濾波或多個(gè)IF級(jí)。設(shè)計(jì)從正交IF混頻器開始進(jìn)行。這種混頻器整合了兩個(gè)雙平衡混頻器、一個(gè)90°分流器和一個(gè)零度分流器。要實(shí)現(xiàn)IRM的功能，只需要在IF端口后面添加一個(gè)90°混合電路，以分隔鏡像和實(shí)信號(hào)，使鏡像輸出終止或用于進(jìn)一步的處理（圖4）?！?/p>

　　圖4：鏡像抑制混頻器在接收器中最受歡迎。它可以通過相移去掉和頻或差頻產(chǎn)物，產(chǎn)生單個(gè)輸出，而不需要濾波。LO進(jìn)行90°相移，產(chǎn)生同相和正交相位信號(hào)，與輸入的RF信號(hào)進(jìn)行混頻。然后混頻器輸出互相進(jìn)行90°相移，從而去掉部分產(chǎn)物。

　　根據(jù)上文的討論，這種設(shè)計(jì)內(nèi)部的兩個(gè)混頻器可能不匹配，因?yàn)樵谛枰腎F輸出端口出現(xiàn)了一些下變頻鏡像。鏡像抑制是所需IF與同一端口的輸出端的鏡像之比。為提高IRM的性能，良好的抑制匹配是關(guān)鍵的設(shè)計(jì)參數(shù)。　　

　　圖5：?jiǎn)芜厧献冾l器或調(diào)制器用于發(fā)射信號(hào)鏈中。此過程類似于接收信號(hào)鏈的鏡像抑制混頻器（圖4）?；鶐В˙B）信號(hào)被施加到同相（I）和90°相移（Q）混頻器，并與分成90°相移分量的LO信號(hào)進(jìn)行混頻。增加了混頻器輸出，單個(gè)產(chǎn)物或邊帶為RF輸出。

　　至于上變頻，我們有SSB混頻器或I/Q調(diào)制器。在SSB IRM中，鏡像和有效輸出現(xiàn)在是這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的輸入，RFIn是RFOut。圖5通過BB（基帶）輸入頻率或發(fā)射通路中的IF信號(hào)簡(jiǎn)化了這種配置。式 15-21顯示這種SSB或I/Q調(diào)制器如何抑制或減少鏡像。

　　BB I = Asin（ωmt） （15）

　　BB Q = Acos（ωmt） （16）

　　LO通過分相電路施加一個(gè)CW輸入時(shí)：

　　LO同相 = sin（ωct） （17）

　　LO正交 = cos（ωct） （18）

　　因此，通過三角恒等式，以下部分整合到RFOut的功率合成器中（式19和式20）。從這里我們可以看出， 去掉了上邊帶（ωc + ωm）器件（USB），而只保留了最低有效位（LSB）。輸出為：

　　RFOut = RFIn-phase + RFQuad-phase = Acos（（ωc – ωm）t） （21）

　　顯然，這是一個(gè)理想的SSM，其電路中不存在不平衡。但是，在真實(shí)世界中，BJT、FET和二極管從未實(shí)現(xiàn)理想的平衡?？偸谴嬖谠鲆婧拖辔徊黄ヅ?，隔離將是有限的，因此RFOut端口將出現(xiàn)LO泄漏?；鶐Щ騃F信號(hào)不會(huì)實(shí)現(xiàn)理想的平衡，LO輸入也會(huì)不理想。

　　選擇I/Q調(diào)制器時(shí)影響最大的兩個(gè)規(guī)格是邊帶抑制和載波泄漏。直流偏置或載波抑制是有害的輸出LO分量，這是隔離LO-RF端口和BB或IF信號(hào)直流不平衡的結(jié)果。邊帶抑制以dBc計(jì)。這是鏡像分量，是一個(gè)相對(duì)于輸出信號(hào)的規(guī)格。它是混頻器增益和相位平衡不匹配的結(jié)果。