一種基于DSP和采樣ADC的數(shù)字鎖定放大器

作者：時間：2007-07-25 來源：網(wǎng)絡(luò)

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摘要　探討了用DSP（數(shù)字信號處理器）和采樣 ADC（模數(shù)轉(zhuǎn)換器）實現(xiàn)數(shù)字鎖定 放大器的一種方法。在整數(shù)個周期內(nèi)對被測信號進行采樣得到信號序列，由數(shù)學(xué)運算得到參考序列，通過計算信號序列和參考序列的互相關(guān)函數(shù)就可實現(xiàn)數(shù)字相敏檢測。文中還對數(shù)字相敏檢測的頻率特性進行了分析。最后，給出了實際設(shè)計的數(shù)字鎖定 放大器，它的工作頻率范圍是10 Hz～30 kHz，實驗結(jié)果表明，可以用它來測量低信噪比的信號。
關(guān)鍵詞：相關(guān)檢測；數(shù)字信號；采樣；模數(shù)轉(zhuǎn)換器

　　鎖定 放大器（LIA）在微弱信號檢測領(lǐng)域有著重要的應(yīng)用，本質(zhì)上它是一種實現(xiàn)互相關(guān)檢測的儀器，模擬LIA一般用開關(guān)式乘法器和低通濾波器來實現(xiàn)模擬相敏檢波，數(shù)字LIA是通過ADC將模擬信號轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號再由DSP或微處理器來進行數(shù)字解調(diào)運算。數(shù)字LIA比模擬LIA有許多優(yōu)點，如諧波抑制能力強、無直流漂移、實行數(shù)字處理有很好的靈活性等。陳佳圭對早期實現(xiàn)數(shù)字LIA的5種主要方法進行了介紹^［¹^］，它們的一個共同特點是算法簡單、易行，基本上只需做累加運算就可得出檢測結(jié)果，但它們不能很好地抑制諧波。左營喜等提出的分段累加相關(guān)法^［²^］有一定的靈活性，可在抑制諧波和提高處理速度之間進行折衷。SR850是國外近幾年推出的第一代數(shù)字LIA產(chǎn)品，其工作原理是通過ADC以256 kHz的固定采樣率把被測模擬信號轉(zhuǎn)換為信號序列，由DSP合成正弦參考序列，在DSP中將參考序列和采樣得到的信號序列相乘，再進行數(shù)字低通濾波得到解調(diào)輸出。

　　本文給出了一種利用DSP和采樣ADC實現(xiàn)數(shù)字鎖定放大器的方法，與SR850類似，通過采樣ADC將被測模擬信號轉(zhuǎn)換為信號序列，由DSP合成參考序列，但不同的是，這里要控制采樣頻率以實現(xiàn)整周期采樣，這樣不僅使得DSP可以精確地合成參考序列，而且能建立簡潔、有效的數(shù)字互相關(guān)運算。文中對這種方法進行了分析，并給出了實際設(shè)計的數(shù)字LIA。

1　工作原理
　　在互相關(guān)檢測中有一個參考信號，設(shè)參考信號頻率為f_r，可以通過一定方法控制采樣頻率f_s，使得f_s＝Nf_r，N≥3，N由DSP來確定。設(shè)被測信號x（t）＝Asin（2πf_rt＋φ），A＞0為信號幅度，φ為信號初相位，在q個參考信號周期對x（t）進行M＝qN

不用對實際的參考信號進行采樣，而由DSP根據(jù)N來合成正弦參考序列r_s（k）和余弦參考序列r_c（k）

r_s（k）和r_c（k）分別相當于對正弦參考信號sin（2πf_rt）和余弦參考信號cos（2πf_rt）進行同步采樣所得。按式（3，4）來計算x（k）和r_s（k）的互相關(guān)R_x_r_s，x（k）和r_c（k）的互相關(guān)R_x_r_c

式（3，4）分別表示同相輸出和正交輸出，對于由式

2　頻率特性
　　分析輸入信號與參考信號不同頻時的輸出特性。設(shè)被測信號x（t）＝Asin（2πft＋φ），f≠f_r，A＞0為信號幅度，仍在q個參考信號周期進行M次采樣，得到信號序列x（k）

式（6，7）描述了測量非同頻正弦信號時的同相輸出和正交輸出。圖1給出了在N＝8，q＝3，φ＝0．5時，根據(jù)式（6，7）得到的隨頻率變化的輸出特性曲線。由圖可知，當輸入信號頻率在f_r附近有較大輸出時，這顯示了數(shù)字互相關(guān)檢測的頻率選擇性；但當輸入信號頻率在f_sf_r附近也有較大輸出時，這是由于信號頻率大于折疊頻率f_s／2而產(chǎn)生了混迭效應(yīng)。

　　混迭效應(yīng)會使數(shù)字LIA的頻率選擇性能變差，實際中應(yīng)在對信號采樣前使用反混迭低通濾波器，將大于折疊頻率的成分濾除。下面只考慮信號頻率不大于折疊頻率的情形，即a在[0，N/2]內(nèi)，取值分析式（6，7）可以得出下列結(jié)論：

（1）如a=k/q，k為整數(shù)且k≠q，有R_x_r_s＝R_x_r_c＝0，由此可知對于非1次的諧波信號，輸出完全無響應(yīng)。

（2）在a＞1+1/q時，隨a的增大，R_x_r_s和R_x_r_c呈振蕩衰減趨勢，在a＜1-1/q時，隨a的減小，R_x_r_s和R_x_r_c呈振蕩衰減趨勢；在a∈[1-1/q,1+1/q]時，R_x_r_s，R_x_r_c取值較明顯，即當f在[f_r-f_r/q,f_r+f_r/q]頻帶范圍內(nèi)時輸出較大,此頻帶寬度為2f_r/q=2/qTr=2/T_c,T_c＝qT_r是測量時間。

3　數(shù)字LIA的實現(xiàn)
　　實際設(shè)計了一個使用TMS320C30 DSP和采樣ADCAD976的數(shù)字LIA，TMS320C30是速度快、功能強、使用方便的32位浮點運算DSP，AD976是最高采樣速率為100 kHz的16位并行ADC。圖2給出了數(shù)字LIA的原理框圖，系統(tǒng)由信號處理電路、TMS320C30開發(fā)板和微機組成。此數(shù)字LIA使用起來相當方便、靈活，DSP執(zhí)行的程序由微機來加載，DSP計算得到的結(jié)果傳送給微機來顯示和存儲。

　　下面對圖2所示數(shù)字LIA的主要工作過程作簡要說明。一個方波或其他形式的周期信號連接到系統(tǒng)的參考輸入端，通過觸發(fā)電路得到TTL電平的方波信號，再經(jīng)過整形電路產(chǎn)生約100 ns的脈沖和DSP的INT2相連，使DSP可靠地產(chǎn)生一次中斷，首先DSP要用內(nèi)部定時器來測量響應(yīng)兩次中斷INT2的時間間隔，由此可得參考信號的周期T_r和頻率f_r。當f_r在10 Hz～30 kHz范圍內(nèi)時，由DSP計算90 kHz除以f_r的商值并以所得結(jié)果的整數(shù)部分作為N值，通過并行輸出口將鎖相環(huán)（PLL）倍頻電路中的分頻器設(shè)置為N分頻，顯然N在3～9 000范圍內(nèi)取值，采樣頻率在67．5～90 kHz范圍內(nèi)取值。AD976的轉(zhuǎn)換結(jié)束信號經(jīng)過整形電路產(chǎn)生約100ns脈沖,此脈沖和DSP的INT1相連,DSP在響應(yīng)某一此中斷INT2后允許響應(yīng)中斷INT1,這實際上是通過參考信號來確定起始采樣。DSP響應(yīng)中斷INT1進行實時處理，讀入采樣所得數(shù)據(jù)并轉(zhuǎn)換成浮點數(shù)，計算出對應(yīng)這一采樣點的數(shù)字正弦、余弦參考信號，然后進行互相關(guān)的相乘、累加操作，在采樣M次后將得到的累加值除以M得到最后的互相關(guān)運算結(jié)果。這里，在存儲器中預(yù)先裝入了［0，2π］區(qū)間內(nèi)1 024個等分數(shù)據(jù)點的正弦、余弦值，DSP通過計算正弦、余弦函數(shù)在某一數(shù)據(jù)點的三階泰勒多項式，可以快速獲得所需的數(shù)字正弦、余弦參考信號。

　　此數(shù)字LIA的工作頻率范圍是10 Hz～30kHz，工作頻率下限只到10 Hz是因為在更低頻率時實際系統(tǒng)中的PLL電路要獲取穩(wěn)定的同步倍頻信號有困難；而系統(tǒng)的工作頻率上限主要是由ADC的轉(zhuǎn)換速度決定的。

　　對設(shè)計的數(shù)字LIA進行了測試，將有效值為1 mV的1 kHz正弦信號和由噪聲發(fā)生器輸出的低通限帶白噪聲（實際帶寬100 kHz）相加，得到低信噪比（R_S_N）的被測信號，通過一定的軟件編程能將數(shù)字LIA的測量時間取得很大。圖3給出對R_S_N＝－40 dB信號分別取測量時間T_c為1，100 s時連續(xù)測量的結(jié)果，圖4給出對R_S_N＝－60 dB信號分別取測量時間T_c為100，1 000 s時連續(xù)測量的結(jié)果。圖3，4顯示，在R_S_N一定時取長的測量時間可得到較穩(wěn)定的結(jié)果，通過增大測量時間系統(tǒng)可將R_S_N很低的信號檢測出來。

4　結(jié)束語
　　對信號進行整周期采樣得到信號序列，由DSP合成正弦、余弦參考序列，計算參考序列和信號序列的互相關(guān)，就可得相敏檢測輸出。用此方法實現(xiàn)的數(shù)　　字 LIA有很強的諧波抑制能力，但要在采樣ADC前使用反混迭濾波器，否則數(shù)字LIA的頻率選擇性能和抑噪性能都將變差。實際設(shè)計了一個數(shù)字LIA，測試結(jié)果表明，可以用它來測量低信噪比的信號。