基于CVCF逆變器的波形控制技術(shù)設(shè)計

引言

在電力電子裝置中，以CVCF逆變器為核心的UPS得到了廣泛的應(yīng)用，對其輸出波形主要的技術(shù)要求包括低的穩(wěn)態(tài)總諧波畸變率(THD)和快速的動態(tài)響應(yīng)，由于非線性負載、PWM調(diào)制過程中的死區(qū)和逆變器系統(tǒng)本身的弱阻尼性等因素的影響，采用一般的閉環(huán)PWM控制效果不理想。本文以美國TI公司生產(chǎn)的TMS320F240DSP為控制芯片，采用重復(fù)控制改善系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能，采用引入積分控制的極點配置改善系統(tǒng)的動態(tài)特性，實驗結(jié)果表明，本方案可以同時實現(xiàn)高品質(zhì)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)特性。

重復(fù)控制器設(shè)計

重復(fù)控制的基本思想來源于控制理論中的內(nèi)模原理，即如果希望控制系統(tǒng)對某一參考指令實現(xiàn)無靜差跟蹤，那么產(chǎn)生該參考指令的模型必須包含在穩(wěn)定的閉環(huán)控制系統(tǒng)內(nèi)部。圖一是本系統(tǒng)采用的重復(fù)控制框圖，以下對其各部分進行分析說明。

圖1 離散域重復(fù)控制器框圖

P(z)是逆變器的輸入與輸出的離散傳函，是系統(tǒng)中的控制對象。逆變器的開關(guān)頻率比LC濾波器的自然頻率高得多，其動態(tài)特性主要由LC濾波器決定，通過建立系統(tǒng)狀態(tài)方程獲得P(z)。本系統(tǒng)中，L=0.88mH,C=60μF,電感的等效串聯(lián)電阻為0.4Ω，開關(guān)頻率和采樣頻率都是10KHz,推導(dǎo)出其離散傳函為：

作出其伯德圖如圖2所示，可以看到逆變器存在一個諧振峰，阻尼比很小。

圖2 逆變器P(z)的伯德圖

圖1中虛線框內(nèi)為重復(fù)控制器的內(nèi)模，N為一個周期內(nèi)采樣的次數(shù)。該內(nèi)模實際上是一個周期延遲正反饋環(huán)節(jié)，只要輸入信號是以基波周期重復(fù)出現(xiàn)，其輸出就是對輸入信號的逐周期累加。當Q(z)取值為1,可視為以周期為步長的積分環(huán)節(jié)，可以達到無靜差，但是給系統(tǒng)帶來N個位于單位圓周的極點，使開環(huán)系統(tǒng)呈現(xiàn)臨界振蕩狀態(tài)，本系統(tǒng)中Q(z)取為0.95,以改善系統(tǒng)穩(wěn)定性。

圖1中重復(fù)控制器里包含有一個補償器

其中濾波器S(z)由以下兩部分構(gòu)成

陷波濾波器S1(z)主要用于對消逆變器的諧振峰值，二階濾波器S2(z)主要提供高頻衰減。超前環(huán)節(jié)zk補償濾波器S(z)和控制對象P(z)總的相位滯后，Kr是重復(fù)控制增益。補償器C(z)要達到的目的是使校正后的對象中低頻增益接近于1,而高頻增益則盡快地降至-26dB以下，同時系統(tǒng)在整個中低頻段前向通道的總相移盡量小。取Kr =0.9,zk =z5 ,作出C(z)P(z)的伯德圖，如圖3所示，可以看到設(shè)計符合要求。

圖3 C(z)P(z)的伯德圖

前向通道上串接的周期延遲環(huán)節(jié)z-N使控制動作延遲一個周期進行，即本周期檢測到的誤差信息在下一周期才開始影響控制量。引入周期延遲環(huán)節(jié)的主要原因是系統(tǒng)中含有超前環(huán)節(jié)zk,如果此系統(tǒng)要能夠物理實現(xiàn)，必須有一延遲環(huán)節(jié) 極點配置

重復(fù)控制有效的改善逆變器穩(wěn)態(tài)性能，但動態(tài)響應(yīng)欠佳。實際上，逆變器的自然動態(tài)特性之所以不好，最主要的原因是逆變器自身的阻尼太弱。對此，最直接有效的解決辦法就是引入狀態(tài)反饋，進行極點配置，增加控制對象的阻尼。

圖4 單相PWM逆變器模型

圖4是為單相逆變器的等效電路，逆變器空載時阻尼最小。因此，在實施極點配置時，假定逆變器處于空載(最惡劣的情況)，配置極點時應(yīng)注意逆變器帶載以后阻尼比會變大。