采用直接時差法的無線超聲波風速風向儀設計
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圖2中，驅動電路采用MOSFET搭建模擬開關電路，其門極的門限電壓為3 V。由于MCU(選用TI公司的TMS320F2812)輸出的控制信號驅動能力不足，故電路中將隔離后的控制信號通過驅動電路增強驅動能力后，再對MOSFET的導通與關斷進行控制。電路中的Q1為高端MOSFET-P，控制高端100V(由5 V經(jīng)DC-DC電源芯片升壓獲得)信號；Q2為低端MOSFET-N，控制低端-100V(由5 V經(jīng)DC-DC電源芯片升壓獲得)信號。電路中，兩個場效應管門極均連接了3個器件，分別為1個電阻、1個電容和1個穩(wěn)壓管，這3個器件構成了門極電平轉換電路，可將控制信號轉換為以MOS FET源極電平為參考的控制信號。兩個MOSFET源極均接有1個680μF大容量電容，該電容作為模擬開關的輸入電源濾波，起到穩(wěn)定±100V電源工作及平衡電源功率的作用。電路中換能器前端連接有1個電感和2個快恢復二極管，電感的作用是對換能器進行阻抗匹配，使負載阻抗工作在純電阻模式，提高能量轉換效率；二極管的作用是利用其單向導電性對負載電流流向進行控制，以免發(fā)生能量回流，造成損耗的增大。
控制信號以及驅動信號的時序示意圖如圖2所示。由于超聲波風速風向儀中的換能器需丁作于±100 V、頻率200 kHz的方波驅動信號下，且單個換能器不能長時間連續(xù)工作以免發(fā)熱量過大發(fā)生熔壞，故電路中控制信號“Conl_A”和“Conl_B”設定為每20 ms發(fā)出8個200kHz、占空比50％(不含死區(qū)時間)的同相位脈沖信號。為避免兩個MOSFET同時導通造成±100V電源短路，再對兩控制信號設定10％占空比的死區(qū)時間。
2．2 信號接收及處理電路
如圖3所示，超聲波信號的接收及處理電路由限幅電路、放大電路以及正弦脈沖轉換電路構成，經(jīng)該部分電路處理后的信號經(jīng)隔離后進入MCU進行處理。本文引用地址：http://butianyuan.cn/article/177845.htm
由于采用的超聲波換能器為發(fā)射和接收共用，故接收電路的輸入不僅包含換能器的回波信號，還包含±100 V的驅動信號。由于接收信號中存在±100 V的驅動信號，需對接收信號進行限幅處理，避免高壓信號對后級電路造成危害。限幅電路由1個10 kΩ電阻和2個反向并聯(lián)的肖特基二極管(正向導通電壓為0．4 V)串聯(lián)而成，可將±100 V信號限制為±0．4 V；而超聲波換能器回波信號峰峰值為100 mV左右，限幅電路不會對其造成影響。
放大電路選用2個2N3904三極管，二者連接構成沃爾曼電路，并采用共射極放大的方式進行連接，通過電阻R1形成電壓并聯(lián)深度負反饋，穩(wěn)定電路工作狀態(tài)。通過調節(jié)2個三極管的外圍電路參數(shù)，可使二者工作在合適的Q點，并將換能器回波信號放大為峰峰值接近5 V的正弦波。此時由于放大電路為5 V供電，±0．4 V驅動信號不會放大至峰峰值5 V以上，故不會對后級電路造成影響。
正弦脈沖轉換電路由1個兼容CMOS電平的與門、兩個外圍電阻以及1個外圍電容構成。電阻R2和R3對+5 V電源進行分壓，使輸入的正弦波鉗位在+5 V和Vr(為R3電阻的分壓值)之間，經(jīng)CMOS邏輯與門處理后生成占空比50％的方波。處理后的方波信號，不僅含有接收信號也含有被限幅驅動信號，通過MCU軟件方法對其進行分離。
3 測試及應用對比
對采用模擬開關的超聲波風速風向儀收發(fā)電路進行測試，并與傳統(tǒng)的采用脈沖變壓器的收發(fā)電路進行對比，其驅動信號與接收信號的時序圖如圖4所示。其中，圖4(c)、圖4(e)分別為圖4(a)中驅動信號和接收信號的放大圖；圖4(d)、圖4(f)分別為圖4(b)中驅動信號和接收信號的放大圖。
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