利用無需光耦合器的反激式隔離電源解決設計難題
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
外部電阻分壓器R1/R2改變反激電壓的大小，反激電壓出現(xiàn)在圖2中的反饋引腳上。然后，反饋放大器與內(nèi)部帶隙基準作電壓比較。這個反饋放大器實際上是一個互導放大器，其輸出僅在反激期間連接到 Vc。Vc 引腳上的外部電容器匯合凈反饋放大器電流，以提供控制電壓來設定電流模式跳變點。由于整個環(huán)路是高增益的，因此FB 引腳上的調(diào)節(jié)電壓近似等于帶隙基準 VFB。到此為止，一直在以偽 DC 方式看待反激式反饋放大器的工作。但是反激信號是一個脈沖，而不是一個 DC 電平。必須在電路上做好防備，以實現(xiàn)僅在反激脈沖出現(xiàn)時啟動反激放大器。這是由控制器內(nèi)部的“使能”電壓實現(xiàn)的。需要定時信號來啟動和禁止反激式放大器，以確保反饋信號在恰當?shù)臅r間采樣，這由 LT3825 自動控制。本文引用地址：http://butianyuan.cn/article/177929.htm
LT3825 通過反激脈沖的動作影響對輸出電壓的調(diào)節(jié)。如果輸出開關(guān)沒有接通，就沒有反激脈沖，而且也不提供輸出信息。這造成了不規(guī)則的環(huán)路響應和啟動問題。該解決方案要求主端開關(guān)在每個振蕩器周期中具有一個絕對最小接通時間。如果輸出負載低于上述情況下所產(chǎn)生的負載，那么通常會采取強制連續(xù)工作的方式。主端開關(guān)關(guān)閉時，出現(xiàn)反激脈沖。不過，要經(jīng)過一定的時間，直至變壓器主端電壓波形反映輸出電壓波形。部分原因是主端 MOSFET 漏極節(jié)點有一定的上升時間，但更重要的原因是變壓器存在漏電感。變壓器漏電感在主端引起電壓尖峰，這個尖峰與輸出電壓沒有直接關(guān)系。反饋放大器電路的內(nèi)部穩(wěn)定也需要一定的時間。為了不受這些因素的干擾，在開關(guān)斷開指令和反饋放大器啟動之間引入了固定延遲，這叫做使能延遲期。
反饋放大器一旦啟動，就需要一定的機制來禁止它。這是由故障分離比較器實現(xiàn)的 ，反激電壓(FB)與一個固定基準(標稱值為 80% VFB)作比較。當反激波形下降到低于基準電平時，就禁止反激放大器。反饋放大器一旦使能，就會在一個固定的最短時間內(nèi)保持工作，這個最短時間叫做“最短使能時間”。這是為了防止鎖定，尤其是在輸出電壓異常低的時候(例如在啟動時)。最短使能時間確保 VC 節(jié)點電壓能夠升高，并將電流模式跳變點提高到故障檢測系統(tǒng)能夠恰當工作的水平。這個時間由單個電阻在內(nèi)部設定。該反饋放大器僅在一個周期的部分時間內(nèi)使能工作。這可以在一個固定的最小使能時間和一個大約為開關(guān)“斷開”時間與使能延遲時間之差的最大值之間變化。此外，LT3825 的同步整流器輸出(SG 引腳)使得驅(qū)動同步副端整流器 MOSFET 很簡單，同時還可保持很少的器件數(shù)。設定 Q2 相對于 Q1 的死區(qū)時間僅需要用一個電阻編程。由于避免了傳統(tǒng)的、更復雜的和分立的定時電路，因此允許設計師設定最佳死區(qū)時間，因為這種定時在 LT3825 內(nèi)得到了很好的控制。該集成電路也不需要副端同步控制器集成電路以及與其相關(guān)的電路。
LT3825 反激式無光耦合器同步隔離控制器設計允許設計師改善響應時間和效率，同時在反激式隔離設計中保持卓越的負載和電壓調(diào)節(jié)。它允許較少的器件數(shù)，簡化了實施，而且無需光耦合器。
評論